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DDS-Based Signal-Generation Architecture Comparison for an Imaging Radar at 300 GHz
Gorka Rubio-Cidre, Alejandro Badolato, Luis Uacute;beda-Medina, Jesuacute;s Grajal, Beatriz Mencia-Oliva, Student Member, IEEE, and Blas-Pablo Dorta-Naranjo
摘要
用于间隔检测的亚毫米波成像雷达需要宽带和快速切换信号生成架构，以实现高分辨率和接近视频速率的成像系统。信号生成对雷达图像质量有很大影响，这主要是由于传输的相位噪声引起的。两种用于连续波线性调频信号生成的基于直接数字合成的体系结构已被制造出来，并已在300 GHz的高范围分辨率成像雷达上进行了测试，以对人为隐藏的威胁进行防区外感测。为了选择一种能够以节省成本的方式确保成像雷达正常运行的信号生成架构，已使用了三个指标：1）雷达图像质量；2）功耗；3）费用。信号生成架构对成像雷达的影响表明，尽管窄带直接数字合成/锁相环方案是一种经济高效的解决方案，但与雷达图像质量相比，两种架构都具有类似的雷达性能。宽带直接数字合成方案，以开发价格合理，节能高效的高性能工业前雷达原型。
关键字-宽带信号生成，连续波线性调频（CW-LFM），直接数字合成器（DDS），快速切换，成像雷达，毫米波，锁相环（PLL）。
1.引言
近年来，研究和工业界一直在考虑采用ROADBAND连续波线性调频（CW-LFM）信号生成架构，该架构注重快速切换功能。
这是由于需要使用基于扫描天线子系统的成像雷达获得的近实时图像[1] – [9]。另一方面，工业市场要求减少自动射频测试系统的测量时间[10] – [12]。此外，太赫兹频域光谱学应用的实时化学传感系统采用电子信号生成技术来代替脉冲激光生成技术，这主要是由于其光谱分辨率高[13]–[15]。
CW-LFM信号通常用于拦截的低概率和高分辨率雷达[16]，[17]。
与高功率脉冲源相比，这种信号的使用是有利的，因为它开发了简单且便宜的低功率固态发射器[18]，[19]。
其次，可以通过快速傅立叶变换（FFT）处理器有效地执行范围测量。 利用这些功能，CW-LFM信号通常用于成像雷达，如表I所示，适用于100 GHz以上的卓越成像雷达。 除了[20]中描述的用于材料检查的系统以外，所有这些系统均设计用于对人员隐瞒的威胁进行防区外感测。 尽管有竞争技术，例如钇铁石榴石（YIG）调谐振荡器或自由运行的宽带压控振荡器（VCO），但最新的雷达是基于直接数字合成器（DDS）的。 尽管YIG振荡器具有出色的相位噪声性能，但它不适合快速开关产生，并且自由运行的VCO产生受到VCO调谐特性非线性的限制[21]。[22]-[24]中广泛讨论了DDS与雷达系统的全模拟chi声源的优势。
重要的是要提到高线性调频线性度，精细的频率分辨率和高频更新率。
考虑到开发300 GHz成像雷达的工业前原型以在8 m处对人员携带的隐蔽威胁进行对峙感测的挑战，必须降低成本和功耗，以提供价格合理且节能的安全成像系统解决方案 应用[32]。此外，如果被测目标的信噪比（SNR）受发射相位噪声的限制，则成像雷达发射功率的增加无助于提高雷达性能。 线性调频源架构[31]，[33]。
考虑到所有这些因素，已经开发了两种基于DDS的宽带信号生成替代方案，并针对已开发的300 GHz成像雷达进行了测试。 第一种架构基于具有高时钟速度的宽带DDS以及上变频级[34]。
表1 100 GHz以上的成像雷达概述
由于其宽的线性调频周期配置（毫秒至纳秒扫描）而被采用。 第二种实现的架构基于内部的窄带DDS锁相环（PLL）。由于PLL电路[35]-[37]提供的频率扫描呈线性关系，因此通常使用该架构。因此，本文的目标是基于三个优值指标选择信号生成架构：1）雷达图像质量； 2）雷达图像质量。2）功耗和3）费用。
本文的组织如下。成像雷达的描述在第二部分中介绍。第三部分显示了character声源的特性。第四节专门介绍两种chi声源的雷达性能表征。 第五节讨论了隐藏在衣服下的威胁的雷达图像，以便比较两种chi源的雷达图像质量。 第六节提出了线性调频脉冲源的功耗和成本的进一步优化。 最后，在第七节中得出了一些结论。
二.成像雷达说明
图1 考虑到两个已开发的线性调频脉冲源，成像雷达架构的简化框图。
图1给出了300 GHz的CW-LFM成像雷达的框图。它分为以下子系统：1）两个基于DDS的微波信号产生源。 2）毫米波子系统； 3）扫描天线子系统； 4）数据采集子系统。
图2 毫米波子系统的照片显示了关键组件
图2所示的毫米波子系统基于传统的零差架构。 之所以选择它，是因为其成本低廉，并且在外差式结构方面较为紧凑，在该结构中通常需要额外的振荡器[38]。 零中频（IF）零差接收器的灵敏度降低不会影响我们的成像雷达，因为感兴趣的IF为8 MHz。 带宽为1.5 GHz的微波线性调频信号输入到有源times;6乘法器，然后输入无源times;3乘法器。 因此，系统以300 GHz为中心扫描27 GHz。 接收器链的本地振荡器（LO）信号通过两个三倍频器实现，以泵浦143.1-156.6 GHz的次谐波混频器（SHM）。该子系统在[34]中有详细介绍。
扫描天线子系统由双焦点椭球格里高利反射器[39]，[40]组成。这种配置确保在50times;90 cm2的视场上在300 GHz时光斑尺寸约为1.6 cm。主反射器孔径为60厘米。
光束扫描基于平面镜的旋转和垂直倾斜。它定义了在8 m的隔离距离处进行的椭圆扫描。扫描镜的旋转运动由EC-4 Pole Maxon电机提供，该电机以2000 r / min的速度旋转镜。 倾斜运动是通过35H4C Haydon Kerk电动机通过以60.9-mm / s的速度将其冲程移动30.4毫米来获得的。这些值允许在0.5 s的总采集时间内对人体模型图像进行完整扫描。 采集到的图像当前离线处理，大约2 s。
雷达系统的相干性由10 MHz的主振荡器保证。 雷达系统由管理DDS线性调频配置和模数转换器的个人计算机控制。 在IF信号数字化之前包含一个有源带通滤波器。 它仅放大并过滤掉与8 m支座距离附近的合适范围相对应的频率。
表2 商业宽带和窄带DDS概述
A.基于DDS的信号生成如第一节所述
CW-LFM雷达的核心是基于DDS的信号生成。 为了保证the信号源的高性能，应特别注意DDS的规格及其参考时钟。 首先，需要一个低相位噪声参考时钟来保证制造商指示的DDS相位噪声。另一方面，DDS输出上的杂散信号的内容取决于内部数模转换器（DAC）的量化误差和相位截断以及参考时钟杂散信号[23]。
为了比较市场上的商用DDS，表II显示了两个主要DDS制造商（ADI和Euvis）用于产生线性调频信号的宽带DDS和窄带DDS。
窄带和宽带DDS之间的区别是由400 MHz的带宽限制定义的。 表II所示宽带DDS的评估板中未包含消除DAC sinc包络响应[23]的混叠图像分量所需的低通重建滤波器。 表I的成像雷达中使用的DDS也包括在内。
下面描述图1中所示的两个基于DDS的信号生成源。
图3.线性调频脉冲源的简化框图。
1）线性调频信号源1（宽带DDS）：线性调频信号源1的框图如图3（a）所示。它基于Euvis宽带DDS产生的带宽为500 MHz的线性调频信号，然后上变频至5.3–5.8 GHz并乘以3。此DDS提供54 ns至1.5 ms的宽线性调频时间配置。
上转换级的LO信号和DDS参考时钟是通过Synergy的锁相振荡器（PLO）在2.4 GHz处获得的，该锁相振荡器被锁定在Oscilloquartz的10 MHz主振荡器上。
表3 窄带DDS / PLL体系结构的PLL参数摘要
2）线性调频信号源2（窄带DDS / PLL）：线性调频信号源2由Analog Devices的窄带DDS组成，该DDS产生带宽为9.375 MHz的线性调频信号和times;80 PLL，以将线性调频信号提升至7.95–8.7 GHz。将该信号加倍以达到以16.65 GHz为中心的1.5 GHz带宽。 框图如图3（b）所示。 DDS参考时钟由Synergy在500 MHz的PLO产生，并锁定到Oscilloquartz的10 MHz主振荡器。PLL环路滤波器基于使用差分相位检测器输出的有源超前滞后滤波器拓扑。根据PLL设计理论[41]，PLL 3 dB带宽和PLL噪声带宽分别遵循以下表达式：
其中wn是固有频率，zeta;是阻尼因子。为了保持PLL锁定以处理CW-LFM信号，PLL输出处的最大线性调频率（BWoutPLL/Tmmin）受锁定频率wL和PLL的环路滤波器零频率w2的限制[42]，如（3）所示。表III总结了上述窄带DDS / PLL架构的PLL参数
至于PLL电路中的相位噪声性能[43]，PLL参考信号的相位噪声被PLL倍增系数所累加，并且在PLL 3-dB带宽内的偏移频率处主导了输出相位噪声。 VCO相位噪声dom会在较高的偏移频率下产生输出相位噪声。
表4 CHIRP的源成本和功耗
表4列出了rp信号源的市场成本（以欧元为单位）和功耗（以瓦为单位）。
由于具有DDS功能，与宽带DDS体系结构相比，窄带DDS / PLL体系结构降低了成本和功耗。
B. CW-LFM雷达的工作原理
为了处理宽带CW-LFM信号，采用了拉伸处理技术[22]。这项技术主要包括将LO信号（它是已发送信号的样本）与其延迟版本进行混合，这是由于目标反射的往返传播时间所致。因此，在混合之后，对于位于范围R处的点目标，获得了频率为fbeat的正弦曲线。
其中c是自由空间传播速度。
IF信号数字化后，每个线性调频周期都应用FFT。 它由一组匹配的滤波器组成，这些滤波器通过线性调频周期的倒数分开，从而可以检测与不同目标位置相对应的不同拍频。 每个频率点称为bin。考虑到成像雷达对高瞬时动态范围（IDR）的苛刻要求，尽管由于开窗函数的主瓣扩宽而使理论范围分辨率降低了一个因子alpha;，但IF信号仍是开窗的[44] 。由于高旁瓣性能（minus;43 dB），主瓣宽度[alpha;= 1.81 bins在-6 dB点处测量，见图5（b）]和等效值之间的折衷，因此采用了汉明窗 噪声带宽（alpha;noise=1.36 bins）。因此，考虑到由于FFT和开窗导致的频率分辨率为f =（alpha;/Tm）并将其代入（4），则CW-LFM雷达的理论距离分辨率仅取决于发射带宽
因此，带宽最大化对于成像雷达至关重要，以实现高范围分辨率并解决间距很小的目标[22]。
图5.雷达探测性能评估的优值。
（a）SNR是用单个目标测量的。（b）R和（c）IDR是通过两个目标测得的
C.雷达探测性能的评估标准
通常，成像雷达的雷达探测性能受到以下三个因素的限制：1）射频非线性[45]；2）发射的相位噪声[46]；3）DDS杂散信号。这些影响如图4所示，它们对雷达检测性能的影响将在下面描述。
1）RF非线性产生的旁瓣电平（SLL）高于由开窗函数定义的SLL。[4（a）]在偏离检测到的目标的拍频的低偏移频率处，使IDR降级。
这种限制是由整个射频电路[34]的扫频带宽中的非平稳幅度和相位响应产生的。 由于RF非线性的确定性，它可以通过[47]中解释的校准程序进行部分补偿。
2）传输的相位噪声源自噪声水平[图2]。[4（b）]通常高于远离拍频的接收器热噪声，从而降低了检测目标的SNR。1由于噪声去相关效应[38]，[48]，这种降低在低偏移频率处得以减小。 [49]，它充当信号相位噪声的高通滤波器。 去相关因子遵循下一个公式：
其中fbeat是与节拍距离R相对应的自拍频的偏移频率。
利用去相关效应，可以在低偏移频率下降低信号生成架构的相位噪声要求[见图4（b）]。这可能会降低主振荡器和PLO的成本。
3）DDS杂散信号是由基于DDS的信号生成的固有数字特性引起的。 通常，它们的出现与检测到的目标的搏动频率相距甚远[见图4（b）]。 因此，此限制意味着在雷达图像形成算法中应使用距离间隔距离的距离选通。 为了克服这一限制而不考虑DDS杂散降低技术[50]，由于PLL带宽降低了带外杂散信号的功率水平，因此诸如PLL的闭环架构的性能要优于开环架构。[24]，[51]。
为了评估信号生成架构对雷达检测性能的影响，指定
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资料编号：[257903]，资料为PDF文档或Word文档，PDF文档可免费转换为Word
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