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一种新型的虚拟同步发电机控制
基于改进的Swing方程的策略
仿真和功率去耦方法
摘要—一种新型的实用虚拟同步发电机
考虑变频器之间差异的控制策略并提出了实际的同步发电机，提出的控制策略改进了仿真方法。无需PLL的摆幅方程式中的阻尼功率，同时消除了对下垂的影响系数是由传统的恒定阻尼系数引起的。为了避免微分项，虚拟同步阻抗为在同步旋转参考系中实现，以便解决由高压线路引起的功率耦合问题阻抗比R / X。此外，一种新颖的功率去耦通过将电流补偿引入电流的方法建议采用环路以消除由大功率角，可显着消除功率动态振荡和稳态误差。最后，仿真和实验结果验证了该方法的有效性。建议的方法。
关键字：虚拟同步发电机（VSG），阻尼功率，功率去耦，虚拟同步阻抗，功率角度
一．引言
虚拟同步生成器（VSG），用于控制逆变器，使其表现得像真正的同步发电机（SG），被认为可整合可再生能源电网的能量[1-4]。 VSG可以参加通过模拟下垂来调节电网频率和电压
实际的调速器和励磁控制器的机理SG。此外，VSG还可以为电网提供惯性与摆动方程的仿真逆变器与实际SG之间的差异，例如较低逆变器的过流能力和较小的输出阻抗，使逆变器无法完全像SG一样运行。此外，VSG控制参数的灵活性是可用于进一步改善性能。
实际SG的阻尼绕组在抑制转子摆动引起的功率振荡处理，因此有助于提高稳定性。真正的SG通过旋转磁场检测电网频率气隙中的磁场。转子之间的频率偏差时频率和电网频率产生，阻尼绕组会感应出电流，然后产生阻尼功率。阻尼力被认为是增加或减少了电力取决于频率的符号
偏差[5]。但是，逆变器没有以上物理机制（如SG），需要使用PLL进行检测电网频率，用于产生阻尼功率[6]，[7]。此方法取决于电网电压信息并且不适用于弱电或网格严重变形。 PLL也可能对系统稳定性[8]。如果采用标称频率代替了PLL测量的电网频率，传统恒定的阻尼系数会改变下垂系数并导致功率共享和频率调节方面的错误[2]，[9]，[10]。
VSG通过以下方式调节电网频率和电压分别控制有功功率和无功功率。在下垂方法上，下垂法的基本条件是输出阻抗几乎是纯电感，功率角很小，也不总是满足[11]。虚拟阻抗方法可以有效地将当线路阻抗比R / X为高[12]，[13]。但是，传统的实现方法虚拟阻抗通常会引入一个微分项，需要一个低通滤波器来抑制高频干扰并因此影响虚拟的性能阻抗[12]。而且，很少有论文讨论这种力量大功率角引起的耦合。其实小幂角并不总是正确的，例如使用大型虚拟阻抗或输出大量有效信号功率，这会降低功率动态响应和并联连接之间的功率共享精度逆变器。
本文首先提出了一种改进的方法。同时基于带通滤波器在摆动方程中仿真阻尼功率，该滤波器不需要PLL，同时消除了传统技术对下垂控制的影响恒定的阻尼系数。 然后，为了解决高线阻抗比R / X引起的功率耦合虚拟同步阻抗在同步中实现旋转参考系，避免使用微分项。此外，通过介绍一种新颖的功率去耦方法。建议将电流补偿注入电流环路以消除大功率角引起的功率耦合，可以明显消除功率动态振荡和稳态误差。 最后是仿真与实验结果证明了所提方法的有效性方法。
二． VSG控制策略的基本方案
图1显示了VSG控制策略的基本方案。的功率控制部分负责模拟激励SG的控制器，调速器和转子的机械性能。的调速器和励磁控制器通过P-Ȧ下垂来模仿和Q-E下垂控制分别参与调节电网频率和电压。转子机械通过模拟挥杆方程实现特性用于产生虚拟惯性。定子电气部分为基于SG定子的电压方程虚拟阻抗控制。电压/电流控制部分用于改善电压和电流控制
性能并限制过电流。
三，改进的摇摆方程仿真方法
A.实际同步发生器的摆动方程实际SG的阻尼绕组起着重要作用抑制转子摆动引起的功率振荡处理，因此有助于提高稳定性。真正的SG通过旋转磁场检测电网频率气隙中的磁场。转子之间的频率偏差时频率和电网频率产生，阻尼绕组会感应出电流，然后产生阻尼功率。的阻尼力被认为是增加或减少了电力取决于频率的符号偏差。显示了带阻尼力的摆动方程作为[2]
其中Pm是输入机械功率，Pe是输出电力，PD是阻尼功率，M是惯性系数，Ȧg是电网频率，Ȧ是输出频率（即转子频率），D是阻尼系数。
可以看出，在动态过程中，Ȧg，阻尼产生功率以抑制功率振荡，而在稳态Ȧ=Ȧg，阻尼功率等于零，并且不影响输出电功率。
图1. VSG控制策略的基本方案
有功功率下垂控制表示为
Ȧref是标称频率，m是下垂系数。结果，在稳定状态下，实际输出电力量是
显然，阻尼力对下垂控制。
B.无VSG的PLL的恒定阻尼因数
逆变器，没有以上类似的物理机制SG，需要使用PLL来检测电网频率，用于产生阻尼力。该方法需要依赖电网电压信息，不适用于诸如弱电或严重扭曲的电网之类的条件。PLL也可能对系统稳定性有害。
另一种广泛使用的方法是采用名义频率而不是PLL [1]，[6]，[7]的电网频率。则阻尼功率表示为
但是，在稳定状态下，电网频率不是始终等于标称频率。结果，在稳定状态，
将（6）代入下垂控制方程（3），然后实际输出功率为
如式（7）所示，等效下垂系数为更改为m D。这意味着阻尼功率具有对下垂系数的影响。
因此，这会导致错误功率共享和频率调节。
C.不带PLL的VSG改进的阻尼功率仿真策略
消除对阻尼功率的下垂控制的影响，本文提出了一种新型的阻尼功率仿真带通滤波器的方法改进的阻尼功率在数学上表示为
其中是带通阻尼，因子和是低切频率和高切带通滤波器的频率。
带通和恒定阻尼因子的波特图如图2所示。如图所示，在低频段，带通阻尼的幅度系数几乎为零，表示稳态下的阻尼功率为零，对下垂控制没有影响；而在中频带，带通阻尼因子与恒定阻尼因子几乎相同，这意味着在动态在此过程中，将产生阻尼功率以阻尼VSG的功率振荡。改进的摆动方程仿真的框图如图3所示。
IV。改进的功率去耦方法
A.虚拟同步阻抗的实现
与实际SG相比，逆变器的输出阻抗要低得多，并且会受到控制参数的影响。而且，逆变器经常连接到低压电网，这会使下降控制无效。到期由于控制参数的灵活性，虚拟阻抗被广泛用于解决功率耦合问题由高线阻抗比R / X引起。
为了提高控制性能并防止逆变器的过电流控制策略采用d-q旋转参考系中的级联电压和电流控制回路。因此，采用了基于同步旋转参考的虚拟同步阻抗，该虚拟同步阻抗可以避免微分项，并且更易于实现。
d-q旋转参考系中三相阻抗的数学模型表示为
其中Lv是阻抗的电感分量，是电阻分量，和分别是在d轴和q轴上通过阻抗的电流，和是d轴和q轴上的阻抗两端的电压，是d-q参考系的旋转角频率，通常情况下等于电网标称频率。
忽略微分项，得到阻抗矩阵Zvdq为
图2.带通和恒定阻尼系数的波特图
图3.改进的摆动方程仿真的框图
图4.虚拟同步阻抗的框图
·
该阻抗矩阵在本文中称为同步阻抗矩阵，它避免了微分项，仅代表了与传统阻抗不同的稳态特性。图4示出了虚拟同步阻抗的框图。可以证明将有功和无功去耦是有效的。
B.功率角的新型功率去耦策略的实现
假设逆变器的输出阻抗为纯电感，有功和无功功率吸收到交流总线可以表示为
其中E和V分别是逆变器输出虚拟激励器电压和交流总线电压的幅度，į是功率角，X为逆变器的输出电抗。
小信号模型为
其中E0是稳态输出电压，į0是稳态功率角，
从（13）和（14）可以看出，有功功率和无功功率仍然耦合，尤其是当į0不为足够小。即有功功率和无功功率均受虚拟激励器电压和输出频率的影响。
输出频率引起的无功误差扰动可以从（14）确定：
为了消除输出频率对无功功率的影响，需要增加当前补偿，
即
因此，用于Q-į的电流补偿命令，去耦表示为
由输出电压扰动引起的有功功率误差可通过（13）确定：
为了消除输出电压对有功功率的影响，需要添加电流补偿，
即
因此，用于P-E去耦的当前补偿命令表示为
根据（17），（18），（21）和（22），提出了一种通过补偿当前命令的解耦策略。
补偿策略表述为
提出的用于功率角控制方案的功率去耦如图5所示。
V.模拟验证
使用MATLAB / Simulink软件进行了仿真，以验证所提出的策略。表I列出了用于仿真的参数。
A.改进的摆动方程仿真方法的验证
在t = 3s之前，电网频率为50Hz，逆变器处于稳态，输出有功功率为5000W。 在t = 3s时，电网频率的阶跃变化为50.1Hz。 在无阻尼，恒定阻尼因子和带通阻尼因子的情况下，逆变器输出有功功率和频率的响应如图6（a）和（b）所示。 可以看出，与没有阻尼策略相比，
表一
模拟参数 参数值
标称频率 50 Hz
标称电压（RMS相） 380V
额定功率 10 kW
直流电压 700 V
惯性时间常数 4.9348 s
频率下降系数 10000 W / Hz
电压下降系数 1000 Var / V
图5.功率角的功率去耦控制方案
图6.（a）输出有功功率和（b）无阻尼的频率，
电网频率从50Hz到50.1Hz的阶跃变化时，恒定阻尼系数和带通阻尼系数波形不变。恒定阻尼因子和拟议的带通阻尼因子策略都可以有效地抑制功率和频率的振荡。根据预定义的下垂系数，输出有功功率应为在频率扰动后的下一个稳定状态下为4000W。如图所示，使用
恒定阻尼因子策略，输出有功功率从预定义的有功功率偏离到2000W，而
提出的带通阻尼因子策略不影响有功功率输出。
B.虚拟同步阻抗的验证
线阻抗比R / X为12.71。在t = 1s之前，逆变器处于稳态，输出的有功功率为0，无功功率为2000Var。在t = 1s时，有功功率命令从0变为5000W。图7（a）和（b）是没有虚拟同步阻抗的有功功率和无功功率波形。图7（c）和（d）是具有虚拟同步阻抗的波形。结果表明，在高阻抗比的情况下，该控制是无效的。在引入虚拟同步阻抗时，VSG仍可以正常运行。
C.功率角功率去耦策略的验证
包括VSG的线路阻抗在内的输出阻抗是纯电感性的。在t = 3s之前，逆变器处于稳定状态。输出有功功率0和无功功率750Var。
在t = 3s时，有功功率基准经历了从0到5000W的阶跃变化；在t = 6s时，电网频率从50Hz逐步变化到50.1Hz。有功功率和功率角波形分别如图8（a）和（b）所示。
图8（c）和（d）分别是无功功率和无功功率去耦策略的无功功率响应。可以看出，提出的去耦策略可以显着消除输出无功功率的动态振荡和稳态误差。这意味着建议的去耦策略消除了两者之间由下垂控制中的小功率角假设误差引起的有功和无功功率的耦合。
VI。实验验证
实验结果验证了该方法的有效性。实验的基本参数平台列于表二。该控制算法在TMS F2812 DSP中实现。功率波形由HIOKI Power Analyzer 3196测量。
A.改进的摆动方程仿真的验证方法
VSG以并网模式运行。 在t = 50s之前，VSG有功功率参考为0，电网频率为50Hz。
在t = 50s时，电网频率从50Hz逐步变化到49.9Hz。 根据预定义的下垂系数，稳态下的输出有功功率应为125W。
表二
实验平台参数 参数值
标称频率 50 Hz
标称电压（RMS相接地）20V
额定功率 1 kW
直流电压 100 V
滤波电感 0.94 mH
开关频率 10 kHz
图7.（a）有功功率指令有阶跃变化时，（a）输出有功功率和（b）无虚拟同步阻抗的输出无功功率，（c）输出有功功率和（d）具有虚拟同步阻抗波形的输出无功功率 从0到5000W。
图9（a）是采用传统的摆动方程仿真方法时具有不同阻尼系数的VSG有功功率波形。 阻尼系数满足关系式0 ＜d1 ＜d2。 如图所示，尽管传统方法可以有效抑制功率振荡，但它还使输出有功功率偏离下垂控制所确定的预定值。 随着阻尼系数的增加，偏差变大。
图8.
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