英语原文共 13 页，剩余内容已隐藏，支付完成后下载完整资料
基于三相四开关逆变器驱动的永磁同步电机运用混合空间向量调制策略实现转矩波动最小化
曾智勇，朱冲，金晓亮，石文，赵荣祥
摘要
三相四开关逆变器通常用作永磁同步电动机（PMSM）驱动器的成本降低拓扑，因为它们减少了开关装置的数量。然而，非正弦波电压供电的永磁同步电机产生了不期望的转矩纹波。因为转矩纹波受到采用的脉宽调制（PWM）策略的强烈影响，在TPFS逆变器PMSM驱动器中的两个常用开关序列基于转矩波动的均方根值进行了充分研究，其中提出了不同的等效零矢量对转矩脉动的影响。然后，提出了混合空间向量调制（SVM）策略，通过在基本周期期间替代地使用两个等效零向量合成方法以最小化转矩波动。通过定子电流矢量的位置确定所提出的混合SVM策略的扇区划分，这与其他SVM方法中使用的方法完全不同。然后，提出了一种简化的扇区识别方法以减少计算负担。实验结果表明，本文提出的混合PWM策略可有效降低TPFS变频器供电的PMSM驱动器的转矩波动。
关键词：永磁同步电机（PMSM）驱动，空间矢量调制（SVM），三相四开关（TPFS）逆变器，转矩波动最小化
1介绍
由于其高效且快速的响应特性，由电压源逆变器驱动的永磁同步电动机（PMSM）目前广泛应用在快速增长的相当数量的产业。然而，在某些应用中，例如电动车辆，有源电力滤波器和STATCOM（静止同步补偿器），优先考虑逆变器配置的低成本。为了实现这一目标，在[1] - [16]中提出了三相四开关（TPFS）逆变器以最小化半导体开关的数量，这被认为是用于替换常用的六开关逆变器的有前途的成本效益选择。此外，TPFS逆变器还可以用于跨开六开关逆变器的开路/短路故障，吸引了一些关键应用（如风力发电）的相当大的研究兴趣[7] - [9]。
因为电压源逆变器的输出除了基波电压之外还包含谐波电压，所以在逆变器供电的PMSM驱动器中产生谐波电流和转矩脉动，导致不期望的声学噪声和扭转振动。因此，为减少逆变器馈送的PMSM驱动中的转矩脉动已经进行了广泛的研究，主要参考直接转矩控制（DTC）方法。在其中这些方法中，引入新的切换表以减少PMSM驱动中的扭矩和通量波动[17]，[18]。 在[19] - [23]中，预测控制方法被用来减少转矩波动，通过引入一般的分析解决方案来计算适当的电压矢量。因此，在每个控制周期结束时转矩误差被消除。在一些情况下，提出了基于占空比的DTC方法，其中选择有源矢量应用于PMSM在一个控制周期的一部分，以实现更好的扭矩性能[24] - [26]。此外，为了产生更多的电压矢量并减小电压误差，通过使用两个比例积分调节器来控制PMSM的转矩和定子通量，采用空间矢量调制（SVM）来减少转矩脉动[27]。简而言之，先前的转矩脉动减小方法主要集中在由六开关逆变器驱动的直接转矩控制的PMSM。然而，对于由脉冲宽度调制的TPFS逆变器驱动的PMSM，研究转矩波动减少做出的努力是罕见的。
在逆变器供电的PMSM驱动中，转矩脉动主要取决于所使用的脉冲宽度调制（PWM）方法。因此，应该深入研究TPFS逆变器供电PMSM驱动器的调制策略，以减少转矩波动。由于缺少零向量，TPFS逆变器的调制策略更加复杂，引起了研究人员很大的研究兴趣。作者在[1] - [4]集中在补偿PWM策略，以消除由电容电压波动造成的不平衡输出电流。在[6]和[7]中，提出了两种等效零向量合成方法，其中分析和比较两种方法的当前失真性能。在容错应用中，作者在[8]和[15]证明了直流电容器的电流应力与所使用的PWM策略直接相关，这对直流电容器的寿命至关重要。在[10] - [12]中，给出了电压矢量对电容电压偏移的影响。因此，可以通过在控制周期期间选择适当的电压矢量来抑制dc链路电压偏移，还分析了电压波动对直流电容器的影响。然而，如上所述，关于TPFS逆变器的PWM策略的研究没有在对PMSM驱动中的转矩脉动的影响方面进行，这对于转矩脉动减小是重要的。
图1 TPFS逆变器供电的PMSM驱动器的拓扑
本研究旨在通过使用适当的PWM策略来减轻TPFS变换器PMSM驱动器中的转矩脉动。首先介绍了TPFS逆变器的SVM方法，其中详细研究了不同的等效零向量合成方法。然后，基于转矩脉动均方根（RMS）值的概念，评估不同等效零矢量对转矩波动的影响，其中分析结果呈现在时域。分析结果表明，使用每个等效零矢量合成方法的转矩波动与定子电流矢量在PMSM中的位置密切相关。根据它们在扭矩波动减小方面的能力，在基本周期期间在SVM中最佳地布置不同的等效零矢量。因此，在本研究中提出了TPFS逆变器供电电PMSM驱动的混合SVM（HBSVM）策略，以获得最小的转矩波动。为了降低提出的SVM策略的复杂性，还开发了一种新的扇区识别方法，其中不需要复杂的三角函数计算。此外，考虑到TPFS逆变器中的唯一电容器电压波动和直流偏移，提供了直流电容器的额定电压和电容的选择指南，保证了TPFS逆变器供电的PMSM驱动器的实用性。实验结果表明，提出的HBSVM方法可以有效地减少TPFS逆变器馈电PMSM驱动器中的转矩脉动。
2 TPFS逆变器PMSM驱动器的数学模型
TPFS逆变器供电PMSM驱动器的拓扑如图1所示，C1和C2表示直流分流电容器，假设为相同（C1 = C2 = C）。为了降低成本，省略了A相的半导体开关。相反，A相的定子连接到DC分流电容器的中性点，以提供用于定子电流isa的可用方法。 Ls和Rs分别表示定子电阻和电感。PMSM的定子电压方程表示为如下：
（1）
表示定子电压矢量，表示定子电流矢量，表示PMSM的反电动势，表示定子交链磁通。定子磁通方程可用如下式子表示：
（2）
代表转子磁链，PMSM的电磁转矩方程可以表示如下：
（3）
表示极对数。同步旋转框架中的转矩可以表示如下：
（4）
转子磁通固定在d轴上，PMSM最常用的控制策略是每安培最大扭矩（MTPA），因为定子电流可以被充分利用以产生最大可能转矩。在表面安装的PMSM案例中，d和q轴电感相等（）; 因此，在用于表面安装的PMSM的MTPA方法中，d轴定子电流等于零。基于MTPA的原理，（4）可以简化为：
（5）
因此，使用的大小，（5）可以进一步表示如下：
（6）
表示和之间的角度，忽略，和分别滞后于和90度。因此，角度处于和之间，为了应用MTPA，在稳态下的定子通量和定子电压的幅度可以表示如下：
（7）
（8）
因此，可表示如下：
（9）
基于（1） - （9），MTPA方法下PMSM的矢量如图2所示：
图2 MTPA控制下的PMSM矢量图
转子磁通和同步旋转d-q坐标的转速由表示，并且表示转子磁通的位置。定子磁通和定子电压的位置分别由和给出。注意，在用于表面安装的PMSM的MTPA方法中，d轴定子电流被设置为零。TPFS逆变器供电PMSM驱动器的定子电压由下式给出：
（10）
其中和是开关函数，定义如下：
(11)
表示四个开关的开关状态。 结合（10）中的所有可能的开关状态，通过执行clarke变换在表I中给出了坐标系中的定子电压的四个基本矢量。
从表I可以看出，在TPFS逆变器中不存在填充除了SVM方案中的有效矢量之外的剩余时间部分的零矢量。 因此，应当使用一对相反的向量来等价地合成零向量，其中产生调制策略的附加复杂性。
表1 TPFS逆变器PMSM驱动器的基本空间矢量
3 TPFS逆变器的SVM
TPFS逆变器中的SVM的主要概念与六开关逆变器的SVM的主要概念相似，其中参考电压矢量应根据电压等效原理由两个有效基本矢量合成。然而，TPFS逆变器中的调制的核心问题是等效零矢量的合成，其与调制策略的性能直接相关。通常，可以使用两个相反向量（U1-U3或U2-U4）来合成零向量。例如，当参考定子电压矢量us位于扇区I中时，有效部分总是由U 1和U 2合成，而其余部分可以通过U 1 -U 3或U 2 -U 4合成为 如图3所示:
图3 在TPFS逆变器供电PMSM驱动器中的空间矢量合成：
- 使用U1-U3合成零矢量（SVM1）（b）使用U2-U4合成零矢量（SVM2）
在SVM1方法中，如图3（a）所示，由U 1 -U 3合成等效零矢量。参考矢量us由U 1，U 2和U 3合成。或者，在如图3（b）所示SVM2方法中，等价零矢量由U 2 -U 4合成。因此，参考矢量us由U 1，U 2和U 4合成。注意，为简化分析假定电容器电压相同（VDC1 = VDC2 = VDC / 2）。基于零向量合成方法，提供了两种SVM策略，产生如下两个切换序列：SVM1：U 1 -U 2 -U 3 -U 2 -U 1 SVM2：U 2 -U 1 -U 4 -U 1 -U 2
结果，四个基本向量中的三个应该用于合成，当参考电压矢量位于其他扇区中时，两个SVM方案中的三个利用矢量被列在表II中：
表II 在两个SVM方案中使用的矢量
一旦确定了使用的矢量，它们的每个切换周期的持续时间可以通过计算得出：
（12）
（13）
图4 TPFS逆变器馈电PMSM驱动器的开关顺序：（a）SVM1 （b）SVM2
矢量持续时间之一等于零，因为每个开关周期只使用三个矢量。 例如，当在扇区I和II中利用SVM1时，T4等于零; 当在扇区II和III中利用SVM2时，T1等于零。根据（12）和（13），SVM1和SVM2的开关序列如图4所示。考虑到开关模式的对称性，仅呈现开关周期的一半。两个SVM方案中的空间矢量的活动部分是相同的，即U 1和U 2。然而，因为U 1和U 2的部分分别用于SVM1和SVM2中的零矢量合成，所以持续时间和分配 的U 1和U 2在两种SVM方案中是变化的。同时，U3和U4的使用在SVM1和SVM2中是唯一的，因为不同的零向量合成方法，导致两个SVM方案的完全不同的切换序列。因此，两种SVM方案的性能直接由空间矢量的无效部分，即等效零矢量确定。
在以前的研究中，得出结论：SVM1比SVM2产生更少的电流失真和电容器电流应力[7]，[8]，[15]。然而，SVM1和SVM2对转矩脉动的影响从未被揭示。因此，在转矩脉动方面的两种SVM方案的分析比较在后面的部分中进行。
4 利用SVM方案对转矩波动的RMS值的影响
在TPFS逆变器馈电的PMSM驱动中，在瞬时施加的电压矢量和参考定子电压矢量之间存在误差。 基于不同的SVM策略，误差电压矢量对应于所使用的等效零矢量是不同的，这导致转矩纹波的不同性能。 因此，应该评估TPFS变频器PMSM驱动器的SVM策略以抑制转矩波动。为了揭示转矩脉动和所使用的电压矢量之间的关系，从（3）推导出电磁转矩的微分方程：
（14）
忽略定子电阻，（14）可以简化如下：
（15）
因为转子磁通可以被认为在小的时间段内是恒定的，所以（15）可以如下进一步简化：
（16）
根据式（16），由误差电压矢量引起的转矩波动定义如下：
（17）
其中是实际转矩，是参考转矩，是实际定子电压矢量，分别是参考定子电压矢量。根据（17），稳定的转子磁通与误差电压矢量相互作用，以在TPFS逆变器馈电的PMSM驱动中产生转矩纹波。 利用不同的等效零矢量，误差电压矢量及其持续时间在SVM1和SVM2中变化。因为转矩脉动是转子磁通和误差电压矢量的叉积结果的时间积分，两个SVM方案产生完全不同的转矩波动波形，如图5所示。基于（17），当使用SVM1和SVM2时，在扇区I的转矩纹波在一个开关周期内产生。
图5 在区段I中由不同SVM方案引起的扭矩波动：（a）SVM1 （b）SVM2
（18）
（19）
其中：
（20）
（21）
为了减少TPFS逆变器供电的PMSM驱动器中的转矩脉动，应当用数量来评估两个SVM方案在换热器生产方面的能力。因此，选择[26]和[27]中提出的RMS转矩波动作为评估标准，其是所有谐波转矩的总RMS值。 时域中的RMS转矩波动定义如下：
（22）
然后，考虑对称性，可以从（20）开发切换周期内的案例研究：
（23）
将（18）-（21）代入（23）并考虑其他扇区的情况，使用SVM1和SVM2的RMS转矩脉动的解析表达式推导如下：
（24）
（25）
从（24）和（25），在开关周期上的RMS转矩波动取决于定子电压矢量的位置和所使用的SVM方案。图6展示出了具有转子速度和定子电压矢量角的变化的两种SVM方案的RMS转矩纹波，其中（22）和（24）中的相关参数在表III中列出。图6表明SVM1和SVM2都不会在isin;[0,2]的整个范围内产生较小的RMS转矩脉动。 因此，两个零向量合成方法应该被合理使用以最佳的减少转矩纹波，如在后面的部分中所讨论的。
图6 一个周期内的RMS转矩脉动
表III TPFS逆变器PMSM驱动器的参数
表IV 在所提出的HBSVM方案中的等效零向量选择
5 用于减少转矩波动的HBSVM策略
对于TPFS逆变器供电的PMSM驱动器的给定操作条件，在开关周期上的转矩波动取决于所使用的SVM策略。考虑到第四节中的分析结果，在整个基本周期上简单地使用一个等效零矢量合成方法显然不是减少转矩波动的最佳方法。相反，等效零矢量应根据它们的转矩波动减小能力随参考定子电压矢量角的变化而选择。因此，提出了通过在适当的区域中替代地使用SVM1或SVM2来
全文共21143字，剩余内容已隐藏，支付完成后下载完整资料
资料编号：[144318]，资料为PDF文档或Word文档，PDF文档可免费转换为Word
以上是毕业论文外文翻译，课题毕业论文、任务书、文献综述、开题报告、程序设计、图纸设计等资料可联系客服协助查找。
