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一种新型电动汽车用ZVZCS全桥DC/DC变换器设计
摘要
本文提出了一种新型的ZVZCS全桥DC/DC转换器，它能够在很宽的负载变化处理并提供电源效率。此DC/DC转换器是用在是用在电动汽车的牵引电池（高压电池）充电的AC / DC转换器的一部分。在应用中的主要挑战是从绝对空载到满载条件下的全桥转换器的工作状态。为了确保在这样宽的负载变化的全桥转换器的可靠性，转换器与软开关应该不仅从满负荷到空载状态输出满意的功率，并且输出二极管桥的电压需要被限制，这样才能避免全桥转换器中输出二极管的关断所产生的过电压冲击。为了实现这种严格的要求和高可靠性，所述转换器使用接近无损的被动对称辅助电路，以便为全桥的半导体开关的无功电流，从而在保证零电压开关接通时间所有负载条件。此外，该拓扑结构是基于电流驱动的整流器，以便满足限制输出二极管电桥的电压，也满足所有负载条件下优异的效率的零电压零电流转换。本文对此转换器工作作详细介绍，随后通过分析设计过程，从3KW提供样机实验结果验证此转换器可行性和卓越性能。
【关键字】：DC/ DC转换器，全桥变换器，滞后桥臂，超前桥臂，击穿，缓冲电容，零电流开关（ZCS），零电压开关（ZVS），零电压零电流开关（ZVZCS）
1.介绍
在电动汽车的电力转换系统中，电力牵引系统通常使用高能量的电池组来存储能量。这种高能量电池组一般用交流电源充电。在电池充电过程中的能量转换由AC/ DC转换器实现。这种用于高能量电池充电的AC/DC转换器通常有两个阶段：输入功率因数校正（PFC）和充电的DC / DC转换为电池。PFC是用于改善输入电流，该电流来自补充电流。用于对高压电池进行充电的DC/DC转换器也是可以实现主电源与牵引电池之间的电隔离。
全桥拓扑是在几千瓦（1-5千瓦）的功率范围中使用的最流行的DC / DC转换器拓扑。由于开关额定值为全桥拓扑优化，这种拓扑结构被广泛用于工业应用。高效率，高功率密度和高可靠性是这种拓扑结构的突出特点。
MOSFET在几千瓦的应用中，大多用于实现全桥转换。为了可靠操作，MOSFET开关应该在零电压下进行。零电压开关（ZVS）的操作具有许多优点，例如减少的转换器的开关损耗并且给控制电路提供无噪声环境。零电压开关通常由开关接通期间提供的感应电流从全桥的四个桥臂流出和由开关关断过程中在每个开关实现放置一个缓冲电容器实现。感应电流可通过电源变压器串联一个电感器或通过电源变压器并联电感器产生。在一个实用的全桥结构中，MOSFET的内部漏极到源极之间的电容器通常用作缓冲电容器，串联电感器通常作为电源变压器的漏电感，并联电感器是通过使用电力变压器的励磁电感实现的。因此，电源电路不需要外部无源元件，所以变得既简单又有效。但是，串联电感的全桥变换器在轻载失去其零电压转换能力，并联电感器的转换器在重负载下失去其零电压转换能力。不能零电压转换意味着在高开关频率和很高的电磁干扰下，由于高电流变化率，缓冲放电电流带来了极高的开关损耗。同时也会造成一个非常嘈杂的控制电路，从而导致直通和半导体开关的损耗。增加串联电感可以增大零电压转换的范围。然而，串联大电感限制了转换器的功率传输能力，并降低了转换器的有效占空比。
在电池充电器应用中，ZVS是非常重要的，因为该转换器可能会在完全没有负载的状态长期运转。在本本中，当电池被充电时，负载是绝对的零并且转换器应该能够在零负载条件下安全运行。因为零电压转换器在常规全桥PWM变换器是通过利用存储在泄漏电感放电MOSFET的输出电容的能量来实现，以零电压转换操作的范围是高度依赖于负载和变压器的漏感。因此，该转换器是不能够确保宽范围的负载变化的零电压转换操作。
一种新的方法已被采用以延长全桥转换器零电压转换的范围在。把一个辅助电感加载超前臂上作为主变压器的辅助绕组，以确保超前臂的零电压转换。虽然所提出的方案可有效延长主导臂MOSFET的零电压转换，但是不能保证滞后臂也同样如此。因此，当电池被充满电时，滞后臂开关可能无法在零电压转换。此外，在全桥转换器常见副边上的电压仍从尖峰遭受由于漏电感和电压影响。
涉及到常规全桥相移的DC / DC转换器的基本问题是在输出二极管的电压尖峰。图1是常规的全桥转换器的示意图。变压器的漏电感引起输出二极管的两端的电压尖峰。本文中尖峰增大是由于开关频率的增大。因而，二极管应设计更高频，以便能够承受的电压尖峰，这将会因二极管的更高的正向电压降和较差的反向恢复特性导致更高的损耗。此外，尖峰明显增大了对转换器的电磁干扰，这一事实使得一些高频高压的拓扑模型不实用。有相当多为整个输出二极管的电压尖峰解决方案。一些参考文献试图尽可能减少变压器绕组结构中的漏感，这样可以有效降低在输出二极管电压尖峰的峰值。然而，减少了全桥转换器的漏感将导致零电压转换操作的操作范围变得非常小。在[13]中，R-C-D-缓冲电路是用来减小二极管两端的电压尖峰。但是这个缓冲电路大大降低了转换器的效率，特别是在高功率下，并且它只能减少电压尖峰的峰值。在[14]，有源钳位电路加入到转换器来限制输出二极管的电压。这种方法可以有效地限制输出二极管的电压尖峰。然而，有源钳位电路增加了转换器的复杂性，并导致在钳位电路有一定损失。[15] - [20]提出了几个能量恢复钳位电路（CCS）。[21]提出一种改进ERCC方法以适应宽范围的输入电压的电压尖峰的影响。虽然ERCC技术能够减少输出二极管两端决定于转换器的占空比和输入电压的电压压力。另外，使用额外半导体器件是在所有这些上述方法中不可避免。
电压尖峰的问题基本上是和电压驱动输出整流器相关。这是由于该全桥逆变器在输出二极管两端连接的电感上产生高频电压，如图1所示。如果有在全桥逆变器的输出端和二极管整流器之间无漏感，电压驱动整流器完美地工作。然而，漏感的存在使得整流器连接的两个电流源，即漏感和输出电感连接在一起。这种连接产生了输出二极管的高电压尖峰。在本文中，提出了一个新的针对整流相关的电压问题的电流驱动整流器拓扑。所提出的拓扑提供对输出整流器零电流开关（ZCS），从而消除了输出二极管整流器的反向恢复损耗问题。
在[37]中，新的电流馈全桥是为了减少在常规的电流馈全桥转换器产生的电压压力。在这个拓扑中，电流供给全桥，电感从直流源到负载存储能量作为变压器发送，这个方案中能量能够有效地减少在输入侧（全桥MOSFET）转换器的电压尖峰。另外，在输入电感器通过耦合的电感器代替串联两个MOSFET以降低电感的大小。本文的转换器和在[37]的转换器之间的根本区别在于，此转换器在变压器的全桥部分是常规的电压馈拓扑，而在[37]变换器的输入部分是一修改电流馈电拓扑。
在电池充电器的应用中，转换器应该能够从绝对空载操作到满载状态。为了实现对于整个负载范围内的零电压开关，本文所用转换器采用一个无源电路，为功率MOSFET提供所需的感应电流。[22]中给出了辅助电路的详细分析。
本文结构如下：第二部分介绍了所提出的拓扑结构和在不同的模式运行进行了说明，第三节分析转换器的稳态操作，在第四节提出的拓扑功能介绍，第五节给出用于转换器的关键部件的设计，在第六节给出显示从转换器样机得到的实验结果，最后，第七节，总结并得出了结论。
2.拓扑结构拟定
常规的全桥转换器的主要问题是通过二极管整流器的泄漏电感器和输出电感器的串联连接。换句话说，在转换器的副边的二极管整流器两个电流源连接在一起。这导致在整流器二极管产生有损换流大电压尖峰。
高电压应用中，这种现象由于不可避免的大的漏感加剧。这一事实迫使设计者更多设计二极管整流器的输出侧。例如，设计人员通常使用甚至1200 V二极管为400 V输出直流电源。目的是通过使用缓冲电路或钳位电路减少漏感。然而，缓冲电路在高频时工作通常是有损的。此外，增大负载在很大程度上会增大电压尖峰，这使得缓冲电路不适合用于高频。基本上，这个问题在电压驱动变压器整流拓扑结构中也存在。通常，在用电压驱动整流器转换器中，整流器和变压器的漏电感与输出电感器耦合。
此 外，在全桥DC / DC变换器具有高输出电压（例如400V或更高），从变压器原边观察的等效电容是必须的。这是由于在二次侧，高匝数电感与高输出的输出电容电容需要高压半导体器件。在高频应用中，这些寄生电容与变压器的漏电感共振，这导致了变压器的初级有非常高的谐振电流。因此，该电容器在高频状态下性能很差。高频高电压使得应用在二次侧的常规的全桥拓扑结构性能很差。
本文介绍的拓扑提供了一种新颖简单的解决办法。所提出的拓扑基本上是一个零电压零电流型全桥转换器与一个电流驱动整流器，如图2所示的电源拓扑。在此拓扑中，全桥逆变器将DC总线电压变为高频准方波电压。此整流器中电感器作为一个电流源与整流器串联，以打到电流驱动的作用。电流驱动整流器整流变压器和将能量传递给输出电流。图3画出了转换器几个重要元件的波形。在一个开关周期，该电路下稳定状态操作下，有14种模式。由于电路对称结构，分析仅作半个开关周期。在半周期内，电路的稳态行为分为以下操作模式：
模式I（t0le;tle;t1）：在t0时刻，S2被关闭。S1的输出电容放电和S2的充电，由辅助电路提供无功电流。在此期间，二次侧二极管反向偏置，并且关闭。因此，上升的电压vAB的产生一个很小的电流通过隔直流电容器Cb、串联电感Ls、漏电感L泄漏和磁化电感L M。如图4（a）所示为该操作模式中工作电路模型。通过串联电感Ls的电流可以用公式（1）表示：
实际上，LM是非常大的，通过变压器一次侧的电流比通过辅助电路的电流小很多。基于此假设，vAB用公式（2）计算。
通过公式（1）—（3）可知等效电流的计算公式（4）：
一旦二次侧电压达到输出电压，二极管的电压下降到正向偏置输出，此间隔结束。因此t1由下式给出：
模式II（t1le;tle;t2）：一旦输出二极管获得正向偏置，该模式启动。如图4（b）所示为该操作模式中电路模型。从图中可以看出，MOSFET的输出电容S1仍放电最终达到零，S2充电一直到VDC。一旦该电容电压变为零，这模式结束。
在此期间，is的计算公式：
vAB的计算公式为：
从（6）和（7）可以得到is的计算公式：
一旦MOSFET管S1完全放电，此阶段结束。所以，t2可以用如下的公式计算：
模式III（t2le;tle;t3）：一旦MOSFET输出电容充电或完全放电，该模式启动。如图4（c）所示为该操作模式中工作电路模型。在此模式下，输出二极管钳制二次侧电压的输出电压。因此，串联电感和漏电感产生了恒定电压。因而，串联电流上升到峰值。如图4（b）所示，串联电流is，由下式给出：
串联电流的峰值ip和超前臂与滞后臂之间的相位差的是通过使用公式（4），（5），（8）—（10）计算出的。
一旦MOSFET管S4门极电压变为0，此模式结束，所以t3可以用公式（12）计算：
模式IV（t3le;tle;t4）：图。如图4（c）所示为该操作模式中工作电路模型。在这个模式下，输出电容S3放电，S4充电到达到VDC，所以逆变器电压vAB可以用如下公式计算：
所以电流可以用如下公式计算：
一旦输出电容S3完全放电，S4充电到电压与vdc相同，此模式结束。t4由（13）中vAB (t 4 ) = 0计算得出。
模式V（t4le;tle;t5）：如图4（e）所示为该操作模式中工作电路模型。一旦电压vAB变为零，此模式启动。在这种模式下，逆变器的输出电压为零和输出二极管钳制二次侧电压的输出电压。因此，一种反映变压器一次侧输出电压的净负电压穿过串联电感器。从图4（e）中可以得到电流的计算公式：
此过程是S3和S4的选通脉冲之间的死区时间的一部分。因此，在这种模式S3两侧二极管导通。一旦S3的栅极被加入脉冲，这个模式结束，电流流过MOSFET沟道。
模式VI（t5le;tle;t6）：当脉冲被施加到S3的栅极，此模式启动。如图4（f）所示为该操作模式中工作电路模型。此模式的电路模型与前一模式电路模型相同，除了S4通道在此模式下畅通。因此，串联电感器电流仍然斜坡下降并在在该模式的末尾达到零。应当注意的是，S1在该模式的末尾关闭时接近零电流转换。在这种模式的末尾，串联电感器的电流达到零，所以输出二极管D2和D3自然地在零电流状态下关断。
模式VII（t6le;tle;t7）：如图4（g）所示为该操作模式中工作电路模型。一旦输出二极管的电流达到0和二极管自然零电流关断，此模式开启。在此模式下，输出
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