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一种低功耗的双向DC-DC变换器拓扑结构
摘要
本文提出了一种应用于低功耗的双向DC-DC转换器，所提出的拓扑结构是基于一个一次侧为半桥电路和二次侧为电流型推挽式电路的高频隔离变压器。实现了功率的双向流动，使用相同的电源组件提供了一个简单，高效的电气隔离拓扑结构，这种结构对于使用在直流UPS的电池充电/放电电路中特别有效。当直流电源（由交流电源提供的）为下游负载变换器和双向变换器充电时，其基本上是在降压模式下运行，可使电池充电到48伏的标称值。当直流电源（由交流电源提供）故障时，变换器相当于工作在升压模式下，电池能够调节母线电压，从而可以给下游变换器充电。对于这一特定的应用提出了小信号和稳态分析。包括实验样机的设计。基于不同的运行方式下，根据样机的实验结果验证和评估所提出的拓扑结构。在电源的充电模式下效率能达到86.6%，而当电池提供负载功率时效率能达到90%。负载从一个操作模式到另一个模式的变化和切换时，变换器具有良好的瞬态响应。
关键词：双向功率流，电流馈电推挽，直流UPS。
第1章 引言
双向DC-DC变换器允许在两个直流电源之间的任一方向进行功率交换[1]–[4]，由于它们具有电流和功率反向流动的能力，在保持电压极性不变的情况下，它们越来越多地被应用于像是直流不间断电源、电池充电器电路、通信电源等电脑电力系统等方面。
在文献中已提到了使用谐振[4]，软开关和硬开关[5]–[7]脉宽调制可能实现双向变换器[8]。但是这些拓扑结构可能经常会导致元件额定值，电路复杂度，谐振模式实现中的导通损耗，高输出电流纹波，软开关电路轻载软开关的损耗以及在集成电路中缺乏的电隔离的增加。
本文介绍了一种作为电池充放电应用的双向DC/DC变换器的拓扑结构。该转换器，如图1所示，是一个两个常见的拓扑结构的组合，即半桥和电流型推挽式。
图1 双向DC/DC变换器的基本功率拓扑结构
与常规方案有所不同，这里提出的变换器仅使用一个变压器为电池充电和放电所需的功率提供双向流动的通道。它利用了MOSFET 的双向功率传输特性。该拓扑结构的其他优点有：(a)由于在两个功率流动的方向使用了相同的组件，从而减少了部件数量（b）开关的低应力（c）电隔离（d）电池充电电流的低纹波（e）在直流电源故障和在线间快速切换（f）有源开关的数量最少。
本文还详细地介绍了稳态和小信号分析两种拓扑模式。一个广义的设计过程利用设计曲线有利于变换器的设计。
本文研究内容如下：
第二章介绍了变换器的拓扑结构，运行模式以及其控制原理；第三章介绍了一个标准化的转换器的稳定状态分析和重要的设计准则；第四章提出了小信号分析；第五章介绍的一个设计实例使用了在第三章和第四章提出的设计曲线和设计程序；第六章中得出的主要的实验结果对提出的拓扑结构进行了验证。
第2章 拓扑结构，运行模式和控制原理
2.1 电源拓扑结构
基本的电源电路拓扑结构，如图1所示，该变压器提供了直流电源和电池之间的电隔离。
变换器的一次侧是一个连接到直流电源的半桥结构，二次侧则由电流型推挽电路组成，并连接至电池。它有两种工作模式：在正向/充电模式下直流电源为电池充电，当超过指定的输入电压范围时为下游负载变换器充电。在这种模式下只有开关和是导通的，开关二极管和则提供电池侧整流。在直流电源故障时功率流动会发生逆转导致切换到电池端，致使电池基于直流母线电压提供负载功率。在这种备用/电流反馈模式下，开关和是导通的，而开关二极管和提供负载侧整流。
使用半桥和电流型推挽式电路优于其他可能的配置的理由如下：在半桥和全桥的拓扑结构开关处于闭合状态时所受电压应力等于直流输入电压大小，而不是作为在推挽和单端正激变换器的两倍。在低功率应用中，双开关半拓扑结构优于四开关全桥拓扑结构。双开关两端一个等同于直流输入电压的电压应力在它的二次侧提供了一个相当于半桥变换器全波的半波输出。因此，在绕组二次侧的方波频率是之前的两倍，从而允许存在一个较小的LC输出滤波电路。半桥电路中变压器的一次绕组维持的供应电压，是正向变换器的全部直流电压的一半，这意味着只需要一次侧绕组匝数的一半。这使得半桥变换器拥有全铜利用率，一次侧绕组匝数低以及可以减小其尺寸和成本等优点。对于变换器的二次侧，电流型推挽式是利用半桥变换电路中输出滤波电感存在的最优拓扑结构。在它们重叠期间，开关间电感电流的均分降低了电流流过它们的平均值和有效值，也同样降低了变压器二次侧的电流有效值。电流型推挽电路降低了磁通不平衡的可能性。这允许输入电压范围更广，这种特性非常适合本文案例。
2.2 工作原理
图2 正向/充电模式
图3电流推挽/备份模式
图4 正向/充电模式下的波形
正向/充电模式：如图2，在这个模式下，直流电源给负载变换器充电，给电池提供充电电流.这个提供给指控电池双向变换器额定的电压。在占空比小于0.5时变压器初级侧开关S1和S2要打开，而开关S3和S4则不必连通。此模式期间，双向转换器的作用相当于一个降压转换器。T0到T4时间内，在图4所示的理想化波形中， 展示了一个开关周期TS内的各个操作阶段。可知，在开关周期中，变换操作是重复的。
to到t1时间段内：开关S2关闭，同时开关S1打开在t0时刻。一个大小为Vs/2的电压出现在初级绕组处。体二极管的开关S4，Ds4，处于正向偏置且在次级侧上提供整流。同时它还带有电池充电电流。初级电流建立了，因为它是由线性增加电感电流组成，这个电流来自从二次、变压器初级励磁电流的反射。
t1到t2时间段内：开关管S1 在t1时刻关断，同时开关管S2保持关断。在死区时间段，变压器初级绕组侧两端电压为0，也因此，没有能量经过二次绕组转移到二次侧。电感L0中储存的能量能够导致电感续流电流iL0，该能量也能够通过晶体管Ds3和DS4给蓄电池充电在此期间开关管S1和S2两端的电压分别为Vs的一半。
t2-t3时间段内：开关管S2在t2时刻变为导通，同时开关管S1保持关断状态。该时间段的工作模式与在t0-t1时间段的工作模式相似，在时这个时间段的二极管S3导通，为二次侧提供整流。电感电流iL0随着电感两端的电压VL0的增加再次线性上升。
t3-t4时间段内：在这个时间段的工作模式与时间段t1-t2内的工作模式相似。一次侧没有开关管导通，蓄电池的充电电流是由储存在电感中的能量提供的。二次侧的开关二极管S3和S4几乎同时间导通。
图2给出了在半桥的初级侧的平衡绕组NP1和两个二极管D1和D2。他们使得在电容C1和C2的中心点电压维持在电压VS的一半，并且是防止变压器芯饱和的“失控”状况的发生。由于MOSFET的S1和S2之间不匹配，当电容C1和C2中释放的能量不同时，在电流控制模式可能会发生这样失控状况。当电容C1和C2的中点发生漂移时，单位为毫安的小电流会流经NP1和D1和D1以补偿漂移。与NP1具有相同的匝数的绕组NP通过S1和S2导通的相位与它串联。
图5 电流推挽模式的波形
备份/电流馈电模式：其转换器的工作模式如图3所示，是工作在直流电源故障的模式下。蓄电池将向负载电源供电。电流馈电推挽式拓扑结构子啊的开关管S3和S4的最大驱动占空比为0.5.在该模式下的转换器工作模式得到的波形图如图5所示。正如在充电模式下，电感电流被假定为连续。在t0-t4描述转换器工作模式的时间段是一个重复的开关周期Ts。
t0-t1时间内：开关管S3在t0时刻导通的同时开关管S4保持原来的导通状态。次级侧绕组Ns为一个有效的短路，这将导致电感存储能量随着总电池两端电压出现而出现。电感电流呈线性上升，并且被开关管S1和S2平分。在此期间大电容C1和C2提供负载输出功率。
t1-t2时间内：开关管S4在t1时刻变为关断的同时开关S3持续导通。在之前时间段储存在电感L0中的能量，在该阶段通过开关管DS2和D1传递给负载。由于它们串联，且绕组数相同，因此加在辅助绕组NP1和初级侧绕组NP两端的电压是相等的。这使得通过D1和DS2分别给电容C1和C2充电的能量相等。
t2-t3时间内：在这个时间段内的工作模式与t0-t1时间段内的工作模式相似，开关管S3保持导通的同时开关管S4在t3时刻也变为导通。因此开关管S3的最大占空比同样的为0.5。在开关管S1 和S2同时导通的时候，变压器的二次侧是一个有效的短路，电感中储存能量,电感电流iL0呈线性上升，绕组NP1和NP两端的电压为0，因此负载能量都是由大电容提供的。
t3-t4时间段内：在这个时间段内的工作模式与在t1-t2时间段内的工作模式相似。开关S4保持导通的同时开关管S3在t3时刻变为关断，电感L0储存的能量通过二次侧导通的开关S4，触及测的二极管DS1和D2传递给变换器的初级侧。导通的开关管DS1和D2将会分别给电容C1和C2充电的能量相等。
C.控制原理
电流控制模式适用于转换器工作的两种模式，它有以下优点：
- 由脉冲计数器和电流的限制的脉冲，从而避免了在变压器磁通的不平衡;
- 快速调节，输入电压的变化;
- 由于有较大的误差放大器带宽，提高了负载调整；
- 极少的外部元件。
III. 稳态分析和设计指南
对在两种模式下转换器的稳态操作进行分析用来进行元件的选择。此分析是基于在图4和5中所示的理想波形和提供的基本的设计公式下完成的。该设计方程对应于最坏情况的操作条件，用来确保在期望的工作范围内的转换器能够进行适当的操作。在分析中使用的变量在理想化的波形被定义。对电路参数进行标准化以便这样的结果是在宽范围的操作条件下有效。元件的选择标准的设计曲线都可以在图6-15中显示出来。一些实际的考虑必须在选择组件原型的同时设置。对于最终的选择，我们必须牢记从使用同一电源电路所产生两种工作模式的限制，因此选择相应的元件。
采用以下假设来辅助分析：
- 电路处于稳定工作状态，这意味着所有的电压和电流是周期性的;
- 开关管和二极管是理想的;
- 具有统一匝数比的理想变压器;
- 所有的参数进行归一化，并提到了初级侧和反射次级侧参数用单位元来表示；
- 在两种操作模式下，转换器效率的初步分析都采取适当的近似值。
在电池充电模式中的转换器的输出功率通常是备份模式下传送功率的1/3~1/2.
用来获得归一化的标幺值的基准值表达定义如下：
电压的单位基准值值1 Vbase=VS v(在备份模式下直流电源输出的电压）
功率的单位基准值1 Pbase=Pbus W(在备份模式下直流电源输出的功率）
频率的单位基准值1 fbase=fs HZ(在备份模式下转换器的工作频率）
类似于阻抗和电流那些其它的基准量可以用上述的定义基准量求出。
电流的单位基准值1 Ibase=Pbase/VS A
电感的单位基准值1Lbase=H
电容的单位基准值1 Cbase=F
所有四个开关的占空比必须依据计算其它电路参数来确定。在必须牢记的限制是：在正向模式中的输出（电池）电压可至多等于输入直流总线电压的一半；在备份模式下的输出电压（在该直流电总线）必须至少等于输入（电池）的电压。此外，S1和S2的在正向模式中的最大理论占空比必须小于0.5，而S3和S4中的备份模式的最小理论占空比必须大于0.5。占空比取决于在在两种操作模式下的输入和输出电压。
图6 开关管S1-S4的占空比 图7 最小负载下的最小电感lt;
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