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1 介绍
近年来，企业和消费者应用的无线传输系统的快速增长正在推动对无线频谱的更有效和更强大的使用的需求。基于现代标准的802.11无线系统通常允许多个传输方案共享共同的频谱。通常，相邻的无线系统将占据频谱的相邻部分，有时部分重叠，有时全部重叠。由于无线系统的激增而带来的无线频谱的这种拥挤，推动了在存在信道损伤以及干扰的情况下，开发更加强大的系统的需要。为了应对这种需要，现代数字无线通信系统沿着两种不同的传输方式，即正交频分复用（OFDM）和扩频调制分岔。除了最大化可用频谱的效率之外，在存在所有无线通信信道中存在的各种损伤的情况下，这两种方法提供了不同的优点。
1.1 目的
无线频谱密度的增加造成了复合无线信道固有的损伤。这些损耗来自相邻系统引入的干扰，称为相邻信道干扰，以及由重叠系统引起的干扰，称为同信道干扰。传输系统解决信道损耗和干扰损耗的能力将越来越重要。
这项工作将分析两个802.11g无线系统分别使用两种不同调制方案在相同频带中工作的环境。这种分析的目的是了解同频道干扰的性质，并提出一种消除干扰信号的方法。
正在研究的环境如图1.1所示。发射机A和发射机B在2.4GHz无线频谱范围内工作。发射机A正在使用OFDM模式之一，而发射机B正在使用在IEEE 802.11g中定义的直接序列扩频模式。
图1.1 802.11g同频干扰系统模型
在这种环境中，接收机必须在存在两个信道损伤以及干扰的情况下接收它的信号。在本论文中，我们将把干扰信息作为渠道的主要损伤来源。无论接收器接受到的信号是从发射机A还是发射机B发射的，都是无关的，因为该解调器将同时处理这两个信号。在存在噪声的情况下影响信号的可靠接收的一个重要因素是在接收机处发生符号错误的概率。通过降低错误概率，系统可以增加其信令速率。
在存在加性白高斯噪声的情况下，OFDM和直接序列扩频（DSSS）系统的性能已得到很好的表征。它们在不同信道损伤下的性能，如衰落和多径也被分析。
在存在干扰的情况下改善信号接收的两种主要方法是干扰抑制，干扰抑制或切除。在扩频通信系统的干扰抑制和窄带干扰信号抑制领域进行了广泛的研究。
J.Cetchum和J. Proakis在1982年首先通过使用自适应滤波来处理干扰抑制。他们展示了使用自适应滤波器来实现窄带干扰源的估计和抑制的有效性。同样在1982年，Li和Milstein 描述了一种基于横向滤波器的窄带干扰抑制方法，并在1983年提出另一种使用自适应滤波来抑制脉冲CW干扰的方法。1984年，E. Masry用线性预测滤波器描述了窄带干扰抑制的结果。Masry使用线性插值滤波器[5]的结果来描述本文。所有这些方法都涉及使用线性和自适应滤波器来抑制窄带干扰。这些工作一起构成了后续研究的基础，检查了各种线性和非线性信号估计和抑制方法。
估计和抑制的概念再次被有效地使用。1982年，L. Milstein，P. Das和J. Gevargiz 提出使用变换域处理。J. Guilford和P. Das在[7]中提出了自适应网格滤波的使用。后来改善信号采集的方法，如L.B.提出的方法。Milstein和R. Iltis进行预测滤波以使用干扰信号的预测来估计窄带干扰源。
1988年，L. Milstein发表了一篇论文，描述了当使用决策反馈滤波器在窄带干扰器的情况下使用判决反馈滤波器和LMS陷波滤波器时，与理想的BPSK相比差小于3dB。
在20世纪90年代初，R. Vijayan和H.V.Poor提出了第一种非线性干扰抑制方法之一。他们的论文提出使用非线性滤波器和软判决来执行估计和抑制。这种方法由L.A.Rusch和H.V.Poor扩展，增强了预测和改进的过滤器结构。
大多数后续研究继续关注三个关键领域：1）类型和带宽干扰2）基于滤波的抑制3）基于决策的预测。
基于滤波器的抑制方法由使用决策估计驱动的陷波滤波器来支配。例如，M.Amin提出了一种使用基于时频分布（TFD）的干扰源估计的陷波滤波方法，并与合作者S.Lach和A.Lindsey一起扩展了基于Wigner- Ville分布。通过扩展抑制多个干扰的方法，包括多用户干扰在内的多个窄带干扰源的分析已经扩展到先前的研究。
C. Carlemalm, H.V. Poor, A. Logothetis描述了一种使用隐马尔可夫模型的方法，以相对于干扰源数量的计算复杂度线性增加来抑制一些窄带干扰信号。
多用户干扰消除的其他方法，如Thomas和Geraniotis提出的一种方法。在他们的文章中，作者提出了一种迭代的方法。MMSE估计器用于抑制多用户干扰。这与减法信号消除算法相结合，它们与以前的方法一起产生了明显更好的结果。
经过广泛的研究，出现了几个关键方法：本论文将进一步发展。首先是使用基于干扰信号估计的信号消除。二是使用迭代估计来改进方法的结果。
先前的研究主要集中在信号域滤波和处理上，以消除干扰信号。本文将偏离该方法，并尝试使用符号域来改进干扰源的估计。这与以前的研究也不同，因为大多数研究是以干扰源的性质未知的假设来进行的。在当前的应用中，这种假设可能不再有效。
本文将分析扩频通信系统中宽带干扰的影响，并提出了一种基于信号估计来消除干扰的方法。通过干扰通信信道格式的知识和解调干扰信号来辅助信号估计。 这种干扰抑制方法可以通过使用已经存在于用于双模式通信标准的接收机中的功能元件来实现，如IEEE 802.11g的那样。
1.2 论文目标与贡献
本文主要目标和结果是分析在存在AWGN的情况下，在相同频带内实现OFDM和DSSS的同频道传输的系统的性能，并提出一种通过使用其调制知识来消除干扰信号的方法以在接收器处创建它的估计。这种方法不仅可以提高总体传输系统的频谱效率，而且可以提高各种调制方法在诸如衰落和多径之类的其它信道损伤的存在下的高效性。该系统的实现可以被设计为适应于在任何时间点为无线信道提供最佳性能的调制方法。
具体来说，本论文将：
1.开发一种方法，通过对信号估计和消除的解调和再调制来抑制工作在所需相同频带的OFDM信号的干扰，并在存在AWGN的情况下进行DSSS传输。
2.在存在其他系统和噪声的情况下分析OFDM和DSSS信号的误差概率。
3.模拟接收器并将结果与分析结果进行比较。
1.3 论文组织
这项工作将首先介绍两种系统的基本概念及其在存在通道障碍的情况下的优势。第2章介绍了一种通用OFDM系统模型，将在后面的章节中对具体的案例分析进行调整。还提出了存在AWGN的OFDM的联合概率密度函数和误差概率。第3章介绍了DSSS的类似概述和广义模型。第4章开始描述整个系统的同频道传输参数。之后是两个系统的总体系统的一般特征。第5章介绍了迭代接收机结构，并描述了信号估计和消除过程。这为整个系统的误差概率分析提供了框架。第6章在其他系统和AWGN存在的情况下，对每个系统进行联合概率密度函数的分析推导。由此可以发现整个系统的误差概率。第7章显示了所提出的接收机的模拟和结果的性能。第8章总结了结果，并介绍了理论和模拟性能之间的关系。
2 概述
本节将介绍两种调制系统，并定义将用作仿真模型基础的系统模型。本节还将描述每个系统和描述它们的方程式。
这将为验证本节末尾提供的发射机和接收机的仿真模型提供依据。
2.1 IEEE802.11g
本论文将开发一种在干扰源是已知调制类型的另一个信号的条件下抑制干扰的方法。此外，假设干扰占据感兴趣信号的整个带宽。无线以太网标准IEEE 802.11g恰好提供了可以发生这样的状况的系统。
802.11g标准旨在通过无许可的2.4GHz ISM频段提供无线以太网通道。 2.4GHz ISM频段的范围从2.4GHz到2.5GHz，总带宽为100MHz，分为（在美国）11个重叠信道，每个22MHz。在世界其他地区，根据该地区，同一频带的划分方式不同。
该标准定义了两种基本操作模式，即OFDM模式和DSSS模式。两种模式占用大约20MHz的大致相同的带宽。 OFDM模式提供6到54Mbps之间的数据速率，DSSS模式提供数据速率为1,2,5.5和11Mbps。
2.2 正交频分复用
正交频分复用（OFDM）由R. Chang于1966年首次提出。OFDM是一种多载波传输形式，其中传输频带被划分为相等带宽的N个子带。然后每个子带用于使用特定的调制方案来调制信息消息。在单载波系统中，信息信号被划分成符号序列并且在单个频带上串行调制。符号大小（以比特为单位）取决于调制方案。在OFDM系统中，信息信号也被划分为大小为调制阶数（M）与正交副载波数（N）的乘积的符号序列。然后将每个符号进一步划分成每个大小为log2（M）位的N个子符号。然后将每个子符号调制到其对应的子载波上并在该信道上发送。图2.1和图2.2显示了具有N个子载波的广义OFDM发射机和OFDM接收机的框图。 N个子载波间隔开，也是每个子载波的带宽的一半。
图2.1 OFDM发射机的广义框图
调制器1至N对它们各自的子符号进行调制。 可以使用任何基带调制方法，但是本文将使用802.11g规范规定的方法。然后将每个调制器的输出上变换成对应于其子符号位置的因子。然后将所有所得的子载波组合以产生具有总带宽的基带OFDM信号v（t）。
图2.2 OFDM接收机的广义框图
图2.2所示的接收机结构作为发射机执行反向操作。实际上，接收的传输是由信道处理的发射信号，接收机处的噪声和任何干扰传输组合而成。
在单载波系统中，非线性频率响应导致符号间干扰，这需要接收机中更复杂的技术，例如均衡，以减轻干扰。这是由于信道中非线性扩展频率远大于信道带宽。通过减小频谱中每个子带的带宽，信道相对于每个子带的非线性开始显得更线性。此外，随着副载波的数量的增加，每个子带的带宽也减小。这种方法在将信道损伤降级到频带的窄带的情况下提供了优点。通过限制或以其他方式控制在受信道损伤影响的子频带上发送的信息信号的比例，OFDM系统可以提供比等效的单载波系统更好的性能。图2.3显示了具有8个子载波的OFDM信号的基带频谱。
图2.3 OFDM信号的基带频谱
由于载波间隔fc=F/N，其中F是整个OFDM信道的带宽，每个子载波的零点落在其他子载波的中心频率处。每个sinc脉冲的峰值的贡献可以在图2.4的频谱的发射频带中看到。光谱的整体形状是等式2.3给出的重叠信号的结果。
图2.4 各载波频谱中OFDM频谱的组成
最后，图2.5显示了8载波QPSK OFDM信号的基带功率谱。
图2.5 OFDM信号的基带功率谱
2.3 直接序列扩频
扩频通信源于军事应用。直接序列扩频采用伪码序列，通常是具有伪噪声属性的序列来传播信息消息。这种扩展也可以与诸如PSK或QAM的调制方案结合使用。这种扩展序列或扩展码给出了传输光谱的一些独特性质：
1.调制信号的带宽以扩展码的调制速率相关的系数的频率扩频。
2.输出频谱具有与扩展码相关的噪声特性。
3.接收机必须使用同一扩展码才能恢复发送的符号。
在许多无线传输系统中使用类似于图2.6所示的DSSS系统。
图2.6 DSSS系统的框图
框图显示在调制和传输之前由PN序列扩展的原始信息消息。应当注意，扩展和调制操作是线性的并且可以互换。在接收端，反向操作如图2.6所示。
图2.7所示的三个图是a）信息消息的两个符号的时域表示，b）扩展码，C）所得到的符号将被调制。
图2.7 DSSS的时域图
使用二进制重复码在中产生某些应用不期望的信号周期性。另一种方法是使用信息消息从一组代码中进行选择。发射机可以根据这种方法进行表示，如图2.8所示。
图2.8 DSSS发射机的框图
由于信息消息被假定为等能符号，所以它也是一个随机过程。因此，在发送的消息中使用的代码序列也将是随机过程。这消除了由二进制重复码引起的周期性。
这提出了接收机可靠估计正确代码的问题。这种类型的接收机使用一组相关器，每个相关器对应于在每个码片周期产生相关度量的代码之一。然后，接收器选择相关度量最高的代码。这也产生了用于在发射机上选择代码的原始信息消息的部分。然后，该代码用于对接收到的信号进行解扩，并恢复发送的消息的剩余部分。
图2.9 DSSS接收机的框图
图2.9所示的接收器依赖于相关器组的输出来正确地估计哪些代码被传输。 最佳输出是当与发送代码不相关的所有相关器输出为零时，与发送代码相关联的相关器输出的一个值。这里没有传达代码的歧义。
系统正确估计发送代码的能力直接影响系统的性能。因此，代码集中的代码应具有某些属性，以最大化接收器估计正确代码的概率。在接收器处的错误代码选择将导致调制符号的不正确估计。这将导致包含在代码本身中的信息消息的部分丢失以及包含在解扩的调制信号中的部分丢失。
代码应该具有良好的互相关属性。也就是说，代码集中的任何两个代码的互相关应该具有理想地零响应。这确保了与所传送的序列以外的序列相关联的相关器的输出为零。这最大化了不做出错误决定的可能性。
另一个属性是代码应该具有良好的自相关性。良好的自相关响应是除零之外的所有时间都为零值的函数。也就是说，所有代码的自相关应该具有类似脉冲的属性。即使在二进制重复代码的情况下也是如此。
图2.10显示了8 QPSK OFDM信号的基带频谱。显示了两个事实，一个是可以看到每个载波的子频谱，其次是-10MHz到10MHz的传输带宽的总体频谱几乎是平坦的。如果
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