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宽带低成本频率计
Thorsten Sokoll，Arne F.Jacob
摘要:介绍了两种用于几百兆赫至8千兆赫信号的低成本频率计。第一个系统利用了众所周知的频率计数器原理。第二种是基于一种新颖的概念，即频率是通过与已知参考点的直接比较而得到的。对这两种方法的原理和局限性进行了讨论和比较。通过对测量结果的统计分析，证明了新概念在短测量时间上的优点。
指标项频率计，频率测量，测量精度。
一 .介绍
频率测量是微波的一项常见任务。在实验室中，分别通过频率计数器[1]或频谱分析仪[2]在时间域或频域进行。在这两种情况下，通常都需要复杂而昂贵的测量设备。然而，在实验室之外，例如，在移动系统或工业微波传感器，具有低功耗的紧凑和低成本频率计可能需要。
传统频率计数器的基本结构是如图1所示。在射频信号通过一个可选的分频器引导，该分频器与门的比率为。这扇门是为控制器给定的时间间隔 ，由一个低频参考振荡器（）来计时。然后从期间的分频比和周期计数的乘积确定信号的频率
而长期精度强烈地依赖于参考振荡器的稳定性，短期的不确定性主要由离散化误差引起，以公式（2）为界
为了克服这一原理上的局限性，过去人们开发了不同的技术。在20世纪80年代，互反计数器被设计为[4]，与传统计数器不同，它基于需要覆盖特定数量的射频周期的计数时钟周期。由于在这种情况下，参考将被计数，有效的插值技术允许测量其周期的分数，从而得到一个改进的分辨率[5]。基于线性回归方法的时间戳技术可能进一步增强，这需要连续的测量[1]。[6]中给出了对更复杂的时间间隔测量技术的详细回顾。
图1 基本常规频率计数器
由于在这种情况下，参考将被计数，有效的插值技术允许测量其周期的分数，从而得到一个改进的分辨率[5]。基于线性回归方法的时间戳技术可能进一步增强，这需要连续的测量[1]。[6]中给出了对更复杂的时间间隔测量技术的详细回顾。
然而，对于小型低成本频率计，使用标准微控制器就足够了。通过只执行一个测量周期，没有后处理，确保低功耗。下面，在自动测量设置中介绍、实现和评估两个这样的频率计。这两种系统都依赖于非常规地使用公共锁相环（PLL）集成电路。在给定的测量时间内可达到的频率精度进行了统计评估。最后，这两个系统都配备了一个额外的4分频预分频器，并测试了高达18ghz。
二.系统概念和实现
A.频率计数器
如图1所示，基本频率计数器所需的大部分组件（门、计数器和控制器）已经集成在标准微控制器中。下面使用的是专为低功耗设计的指令集控制器ATMega8L （ATMEL Corporation， San Jose， CA）。在可能的最低电源电压V下，如果在参考频率MHz（或更低）下工作，该器件在空闲模式下的电流消耗小于1mA。在本文中使用的这种设置下，集成计数器可以处理占空比为50%和最大频率为 MHz的矩形脉冲。通过适当地定义反溢出中断，可以很容易地克服对16位的计数器限制。
因此，衡量一个8-GHz信号控制器，该分配器（参见图1）表现出的值至少。商用分规/计数器，即使在快射极耦合逻辑实现，通常功能最大分比256和2.2 GHz的频率上限加上较高的价格和当前消费。这个瓶颈可以通过下面的技术来克服。与使用分频/计数集成电路不同，PLL芯片灵活可调的rf分频部分与一个简单的D触发器结合使用。
图2 在D触发器上测量输入和输出信号
为了达到我们的目的，我们使用了ADF410X系列（Analog Devices， Norwood， MA）的低成本锁相环芯片，典型的输入功率范围是10到0 dBm。最大输入频率为8 GHz，除法器的比率服从关系
其中B由13位计数器表示，A由6位计数器表示；P是一个内部双模预分频器，可以设置为8/9、16/17、32/33或64/65。所有这些值都可以通过一个内部六线串行接口通过微控制器配置。这允许高度灵活的调整分频比高达。图2的上图显示了如果应用1 ghz的输入信号和寄存器P、B和A分别被设置为64/65、39和4，结果是。通过内部反馈D触发器，将仅3%的不足占空比增加到50%的要求值，如图2的下图所示。此外，D触发器将分频比加倍到，从而满足了上述要求。整个设置如图3所示。参考振荡器是低成本设备AQO 7050 （Auris， Hameln，Germany）的标称输出频率为4mhz （50ppm）。为了集成在自动测量设置，计数器还配备了低功耗的RS-232接口。计数器的性能将在Section III讨论。
B.频率比较器
依靠比较技术的微波测量装置在频域工作。他们通常通过至少一个混频器对射频信号进行下转换，并经常使用梳状发生器覆盖高达100 GHz和更多[8]的频率范围。然而，这些组件相对昂贵，因此不适合低成本应用程序。另一种设置如图4所示。射频和参考信号的频率和分别通过和的比率进行预缩放。然后，这些信号被应用到一个数字相频检测器，它驱动电荷泵。这种检测器通常由两个反馈D触发器组成，允许宽频带比较两个输入信号的频率和相位[9]。
图3 频率计数器的原理图。分频比N由微控制器（mu;C）通过内部串行接口灵活调节
图4 频率比较器原理图。输入信号被分割并应用于相频检测器（PFD），它驱动电荷泵（CP）。分频比N和R由微控制器（mu;C）通过内部串行接口灵活调节
在锁相环中，经过滤波的电荷泵信号的目的是将压控振荡器锁相。在比较器中，重要的是相频检测器输入处的频率差 ，如下所述
在这种设置中，如果输入频率、参考分频器和射频分频器符合关系式
电荷泵就会对RC元件充电，并对其放电。通过系统地通过和改变分频率并使用微控制器在RC元件上采样电压，当V发生转变时，被寄存器的状态决定，测得的频率为
测得的频率差 取决于寄存器的相应变化 和 以及 的初始值。最大的不确定性 来自
图5 实现了复合系统
从开始，递增（）或递减（），直到从0V上升到。测得的频率差以公式（8）为界
以开始，必须单调递减（）或单调递增（）直到从降到0V，导致
三．性能分析
A.自动测量设置
图3和图4显示了这两种系统有共同的基本组成部分:微控制器、锁相环芯片、参考振荡器和RS-232接口。为了比较两个频率计，它们实现在同一个印刷电路板上，并共享设备（参见图5），因此制造公差没有影响。印刷电路板（Rogers 4003C， Rogers，CT，高度=0.508mm）尺寸为43mm * 38mm。在工作条件下，电源电压为V，电流消耗为20ma。计数器进一步包括一个低成本的D触发器（74LV74），比较器一个RC元件由两个0603表面安装设备（100，100pf）组成。
为了集成到自动测量设置中，该设备在分频器的输入处配备了一个射频连接器，并配备了用于数据传输的低电压RS-232收发器。固件下载通过串行接口完成，串行接口也用于编程PLL芯片（参见图3和图4）。最后，本系统在测量设置中实现，如图6所示。
个人计算机通过通用接口总线（GPIB）控制高精度实验室综合清扫器（HP 83657A），在处提供rf输入信号。组合系统初始化后，进行频率测量并将数据传回个人计算机。
由于其操作系统和所使用的软件都不支持实时应用，因此比较两个系统所需的时间间隔（见下文）由微控制器直接测量，并与频率测量结果一起传输到PC机上。
以下1000个数据点，涵盖PLL芯片从200 MHz到8 GHz的整个频率范围，为表征和比较两种频率计提供依据。
图6 自动测量设置。由PC机控制合成器和频率计
B.频率计数器不确定度
根据公式（2），最大测量不确定度与成正比。鉴于受限于的频率范围和硬件限制（如Section II-A推导的），可以匹配特定的要求。鉴于使用基于比较器的频率计所取得的结果（Section II-A）， ms的选择如下，产生的最大不确定度为45.45 kHz。图7演示了这一点，它描述了与以及理论边界。对于这个系统，比标称值4mhz低116.8 Hz （29.2 ppm），这是由一个最初校准所决定的。平均频率偏差由（10）确定
图8 为1和8 Ghz 时在=1和=63.536ms时的瞬态响应
C.频率比较器不确定度
1）时域分析:所使用的PLL芯片最初设计并优化为将一个压控振荡器锁相到参考信号，但不是针对当前应用。因此，对其适用性进行了研究。这是通过从开始，测量输出信号，同时增加并保持不变来完成的。
预估电压步进条件满足时，观察一系列额外的脉冲。它们的持续时间随着，也就是随着幅度的减小而增加。这是图8中所示，它显示了和GHz的测量脉冲模式。在这里，公式（5）在65ms被满足，并在t=0被重置。因此，电压在增加后被采样。这种延迟是必要的，以避免采样一个前驱脉冲，从而系统地了解匹配的频率。然后它必须超过这些脉冲中最长的持续时间。被设置为256，增加，结果=15.625kHz。由于-29.2 ppm ，公式（5）的偏移量分别在=640021（1 GHz）和 =512015（8 GHz）处满足。根据的值，分别以大约0.24和0.03 Hz的速度递增。对于高达8ghz的操作，必须满足 ms的条件才能保证的精度。这里=65.536ms（参见图8）。
2）测量程序:在Section III-C.1所考虑一个简单的增量不适合宽带频率计。例如，如果频率搜索在200mhz启动，那么对=8GHz的检测将需要几个小时。因此，为了在宽频率范围内实现快速测量和高精度，需要一个更有效的搜索过程。本文提出了一种嵌套算法，如图10所示。
过程从（）和一个很大的不确定性开始，即一个大的，被保持不变的（）。在内层循环中，一直增加直到满足公式（5）为止。在外环，是减少，重置PLL芯片（），并减少。
图9 为1和8 Ghz 时相频检测器的频率差
图10 搜索算法流程图
当达到最后的不确定性时，过程结束。该算法迭代提高了搜索精度，同时缩小了搜索带宽。然后，该算法是用固定的双模预分频器值实现的， 一个固定的双模预分频器值为和可变寄存器A和B，允许覆盖整个自由的频率范围。
最初，设置。这对应于1024MHz。进一步的增量是和1对应于和1 MHz和15.625 kHz。根据经验，可能是前三次迭代小于等于256秒和的1.072毫秒。
图11 测量频率与输入频率 当N分别为65 536和6400 图13 测频差 =与理论边界[见公式（8）]，迭代测量完成后总测量时间与为 = 65.536 ms过程
图12 测量时间对输入频率当N =65536和6400时 图14 测量频差和总测量时间 为 =65.536；4.096；2.048和1.024毫秒
图12测量时间对输入频率 当N =65 536和6400分别时 最后一次迭代选择ms（参见图8），其优化将在Section III-C.3讨论。总的测量时间取决于这些设置和输入频率，如下所示。图11显示了测量值与和6400的输入频率之间的阶梯依赖性。测量时间绘制在图12中。对于，它也表现出阶梯依赖性，在8 GHz时，包括几个初始化过程在内的总测量时间为2.251 ms。用进行了第二次扫描，说明了该方法的方法和优点。由于搜索间隔现在最多是1024 mhz宽MHz所需的额外测量时间仍然低于5.7 ms。当搜索频率高达8 GHz时，最多需要7.9 ms，而不是不使用算法时的约32 ms，直接用探测射频信号。重复这个过程，直到达到预定义的值kHz。所测得的频差如图13所示。所有的值都位于公式（8）定义的范围内。下面的图描述了总测量时间，随时间的增加而增加到大约10秒的最大值。相比之下，对于如此长的测量时间，计数器的最大频率不确定度仅为500hz [参见公式
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