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用于身体中心通信的紧凑型低双频带超材料天线

刘振国，IEEE会员，郭永新，IEEE高级会员

摘要--本文提出了一种紧凑的低频双波段超材料天线，用于无线体中心通信。它由周期加载的零阶回路和较低频带的mu-negative传输线（MNG-TL）和位于较高频带的回路中心的圆形接插片组成。基于基本无限波长特性的MNG-TL环路允许沿着环路的电流保持相同幅度和相位，以在体上通信的较低频带处的方位平面中创建全向辐射图。 另一方面，在偏离身体通信的上部频带的同时，在垂直于人体的方向上由圆形贴片产生单向辐射图案。 为了方便地馈送MNG-TL，提出了基于CPW传输线的转换。最后，所提出的天线被制造和测量。 测量结果与仿真结果吻合较好。

关键词--双频天线，贴片天线，环形天线，体心通信，mu负极传输线（MNG-TL）

第一章 介绍

无线体中心通信已经引起了许多通信系统的应用兴趣[1-2]。在这样的通信系统中，包括在体链路，离体链路和在体链路的三个通信链路可以被布置在人体上或在人体内的所有终端设备构建和共享。体内链接描述身体安装设备之间的通道，而体外链接指的是身体穿戴设备与位于周围环境中的基站单元或移动设备之间的链接。对于体内链路，它是无线医疗植入物和体内节点之间的通信通道[1-3]。因此，实际上期望能够在不同的身体表面上同时实现不同类型的辐射方向图和不同的偏振的天线。例如，在身体上的链接，期望沿着人体的全方位模式; 而垂直于人体表面的单向光束被期望用于离线观看，身体通信链接。值得注意的是，包括平面偶极天线，单极天线，平面倒F天线（PIFAs）和具有EBG基底的织物微带贴片在内的大多数可穿戴天线设计显然更注重尺寸小型化，传播信道模型以及人体存在对链路性能[2] [4-8]。为了实现全向辐射模式，可以考虑电单极子及其各种类型的磁偶极子或者通过具有均匀电流分布的小环路的磁偶极子。然而，对于前者，电单极天线，由于其位置以身体为中心的通信，所以它的轮廓严格限制。一种用于身体中心通信的双频低调天线被提出[9]，其中通过短环形环结构激励垂直极化的TM01模式以提供全向辐射模式。但由于高阶TM01模式的激励，天线的尺寸稍大，可能不适合一些严格的情况。这也是本文提高我们这种天线性能的动机[9]。如我们所知，磁偶极子小环形天线的辐射电阻非常小，固有的电抗也很高，导致效率低，匹配困难。 因此，较大的环形天线具有合理的辐射阻抗，但是当环路半径增大时，沿着环路的天线电流分布的均匀性将变差。 因此它不能产生所需的全向辐射模式。 另一种能够产生水平极化全向模式的环形天线是Alford环形天线[10]。最近，提出了几种类型的用于WLAN应用的具有平面结构的改进的Alford环路天线[11-12]。然而，由于结构上的限制，阿尔福德环型天线不易与其他类型的贴片天线集成，同时进一步实现两种辐射方向图。另一方面，超材料（MTMs）[13-14]引起了人们的高度关注，并迅速成为广泛研究的课题。最近，在[15-16]中研究了基于复合左/右手（CRLH）传输线的零阶谐振器天线。由于零传播常数和零阶共振处的非零群速度，零阶天线的潜在优点具有恒定相位和恒定幅度场分布。因此可以在零阶天线中获得高效率和紧凑的结构。受分段环形天线的启发，由多个金属带段周期性加载一个集总或天线。分布式电容器[17]，张等人。[18]提出了一种零级天线mu负极传输线（MNG-TL）环形天线，并利用MNG-TL方法对其进行了研究和理论解释。

图1 提出的天线的几何a）侧b）单元的顶视图和等效TL电路

图2 （a）MNG-TL环形天线在2.4GHz环形贴片存在时的模拟表面电流分布（b）MNG-TL环形天线@ 2.4GHz

在本文中，提出了一种紧凑的小型双频带天线，其由周期性加载的MNG-TL环和同心圆形贴片构成，用于2.4GHz，基于上述灵感的5.8GHz无线机身中心通信。 请注意，这项工作是从我们最初的介绍[19]延伸和更详细的分析和测量数据，以验证这些结果[19]。

分析与设计

所提出的天线的几何形状如图1所示。由多个段组成的MNG-TL环具有内半径ra和外半径rb，其被印刷在相对介电常数εr= 2.2，厚度t= 0.635mm，半径rs= 30mm的介质片。 如图1b所示，印刷在电介质片顶面和底面上的一对段的布置具有半周期性偏移。 这两条线段可以作为平行线。 为了实现同相回路电流，环形天线加载了周期性的MNG-TL单元。单元结构及其等效TL电路如图1b所示，由以下参数确定：平行板的宽度w（等于rb-ra），周期角alpha;1和间隙角alpha;2。 周期角alpha;1和间隙角alpha;2是有关的细胞数N通过

为了使馈电结构方便实用，提出了基于CPW传输线的转换。该MNG-TL的一个端子转换到CPW结构的接地，MNG-TL的另一个端子转移到CPW的中心带。 CPW地面的顶部和底部表面通过金属过孔连接。环路外边缘与CPW地之间的间隙g为g，角度为beta;的CPW地将影响阻抗匹配。通过利用MNG-TL环路中心部分的剩余空间，半导体rp印刷在圆形接地板上的圆形接地板上印制了半径为rp的圆形贴片底面。由于空间的限制，圆形地面的大小通常比以前小，当在传统情况下使用时。 这会导致较大的背辐射，这将在以下部分中显示。

HFSS14.0被用来实现全波模拟和优化[20]。MNG-TL环路在2.4GHz的电流分布如图2a所示。 说明沿着环路的电流具有均匀的分布，这是由于其工作在零阶传播常数的零阶共振，所以环路上不存在相移。因此，它可以被认为接近磁性偶极来实现水平极化的全向辐射模式。为了研究圆形补丁存在对MNG-TL环路电流分布的影响，没有MNG-TL环路的表面电流分布同心圆形贴片如图2b所示。 结果表明，位于MNG-TL环路中心的圆形贴片的存在对环路的电流分布影响不大，有利于这两种天线的集成。 图3显示了从2.35GHz到2.45GHz的MNG-TL环形天线在方位面上的增益模拟辐射图。结果表明，方位面和整个低频带的增益有一些波动。 另一方面，通过激发由MNG-TL环路包围的圆形贴片，可以容易地获得宽边辐射图。如图2b所示，5.8GHz处圆形片的TM11模式的电流分布几乎具有相同的方向，在辐射方面贡献最大的辐射。表1中列出了优化的参数。

为了研究人体的存在如何影响天线的性能，我们分别在相对介电常数εr= 38.0和35.1，电导率sigma;= 1.464和3.717s / m的情况下模拟天线放置在2.4和5.8GHz的体模。 在模拟中，采用了厚度为40mm，半径为60mm的圆柱形组织模型。 天线与组织模型之间的距离从5mm变为20mm [2,8,21]。 对于低频段，2.4GHz方位平面上的模拟增益从-14.1dBi增加到-1.5dBi随着距离从5mm增加到20mm，因为它的偏振平行于组织表面。同时谐振频率将从2.6GHz转换到2.4GHz。对于高频带，由于其极化垂直于组织表面，人体对5.8GHz天线性能的影响可以忽略不计。

图3 低频段天线方位面的模拟辐射方向图

表一 几何参数

第三章 实验和验证

原型天线被制造出来，其图像如图4所示。与我们在[9]中提出的初始天线相比，外部尺寸从11.0厘米减小到6.0厘米。两个端口的仿真和测量的反射系数和两个端口之间的耦合如图5所示。这是一个很好的例子模拟和测量之间达成了一致。

由于制造公差，在2.4GHz频带观察到小的频移。反射系数小于-10dB的带宽分别为2.4GHz频带处的105MHz和5.8GHz频带处的100MHz处的带宽。由于正交极化，在低频段和高频段隔离度优于23dB。特别是在低频段，隔离度甚至要好于50dB。辐射方向图在天线室内测量。图6示出了在中心频率2.40GHz处的方位面中的测量的归一化Co-和Cross-pol辐射图。 与模拟结果比较，在大多数角度区域测得的2.40GHz方位平面辐射方向图在大约150°的方向上除了存在恶化外，其余的辐射方向图均为5.0dB。类似的情况也发生在2.35GHz和2.45GHz。为简洁起见，这里不给出相应的数字。这可能是由测试设置和SMA连接器效应引起的。图7显示了在5.8GHz的E面和H面的模拟和实测辐射图的结果。与传统的圆形贴片天线相比，由于地面尺寸的限制，5.8GHz的天线辐射图的前/后比约为11dB，相对于传统的圆形贴片来说偏低。但不影响其应用。 图8显示了低频和高频模拟和测量的增益。 在低频段，测得的增益在1.2dBi和1.5dBi之间变化。 在5.85GHz高频段实验获得5.2dBi的最大增益，相应的模拟增益为7.6dBi。两个频段的测量增益比较低相应的模拟结果可能是由于薄基体的变形以及在此期间的错位造成的。

图4 提出的天线的原型

图5 提出的天线的仿真和测量的S参数

图6 在2.4GHz方位模式下模拟和测量的天线辐射方向图

图7 5.8GHz高空平面上拟建天线的模拟和实测辐射方向图

图8 提出的天线的模拟和测量增益

表II列出了这项工作与我们早期论文[9]的比较。证明了本文提出的天线在获得更高的增益的同时具有更小的尺寸。

表二两种双带体中心通信天线的关键数据

第四章 结论

一种双波段低轮廓天线，其构成周期性负载由CPW结构馈送的mu负极传输线（MNG-TL）的零阶环路和环形贴片已经提出了位于以无线身体为中心通信的回路的中心。同时实现了人体辐射模式的开启和关闭。仿真和实测结果验证了所提出的天线产生良好的性能，同时保持了紧凑的尺寸特性，这可能是在无线体中心通信中的应用的良好候选。

参考文献

1. P.S. Hall, and Y. Hao, “Antenna and Propagation for Body-Centric Wireless Communications”, Artech House, 2006.
2. P.S. Hall, etc, “Antennas and propagation for on body communication systems”, IEEE Antennas Propaga. Magazine, vol. 49, pp.41-58, 2007.
3. IEEE Standard for Local and Metropolitan area networks-Part: 15.6 Wireless Body Area Networks, 2012.
4. A. Alomainy, Y. Hao, C. G. Parini, and P. S. Hall, “Comparison between two different antennas for UWB on-body propagation measurements,” IEEE AntennasWireless Propag. Lett., vol. 4, pp. 31-34, 2005.
5. P. Salonen, L. Sydanheimo, M. Keskilammi, and M. Kivikoski, “A small planar inverted-F antenna for wearable applications,” in 3rd Int. Symp. on Wearable Computers Digest, 1999, pp. 95-100.
6. S.Z. Zhu, and R. Langley, “Dual-b

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