适合宽范围输入电压的两级电源转换架构外文翻译资料

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适合宽范围输入电压的两级电源转换架构

[摘要]：本文提出了一种在低到中等功率水平（例如，高达30瓦），适于任一宽范围的直流输入电压或交流电压的两级-合并电路拓扑结构。这个两级拓扑结构基于软充电开关电容前置调节器/变换级和高频磁调节级。开关电容器电路的软充电，高频调节电路的零电压切换，和基于时间间接电流控制用来保持高效率、高功率密度和高的功率因数。被提到的架构用于LED驱动电路，而且一个宽输入电压范围的直流-直流转换器和一个线接口交流 - 直流转换器这两种实现都证明：在全25-200V的输入电压范围内，30 W的功率在直流-直流转换显示88％- 96％的效率，和在8.4瓦的平均功率时，交流 - 直流转换器达到0.93功率因数的88％的效率。本文的贡献包括：1）证明合并两级架构在高电压输入，低功耗降压转换，包括宽输入范围的直流-直流和线路输入交直流系统下应用提供大幅度设计优势的价值；2）引进对于合并后的架构的多模软充电阶段使8：1的输入电压范围变为2：1的中间范围，其执行情况，损失的考虑，和驱动方法；3）此拓扑的合并带有谐振转换非连续模式的反向降压阶段，伪电流控制，在大大增加操作的频率和减少磁尺寸方面比更多传统方法更利于降压电源转换（例如，对于LED照明）

关键词：交流-直流，降压，直流-直流，高频，软充电，开关电容。

I 引言

性能和电源转换器的尺寸对于许多应用很重要。在高电压和低功耗的应用中，实现小尺寸和高性能是特别具有挑战性（例如，电压高达几百伏和电力至几十瓦）。在本文中，我们在此电压和功率范围内探讨改进设计，以LED驱动电路作为一个重要应用空间。相比较白炽灯和荧光灯，发光二极管器件更能减少能耗，但需要一个目前还不能满足的高功率密度，高效率和高功率因数LED驱动器电路。商业LED驱动的测试说明了这一点：考虑一组在3-12 W的输出功率驱动器范围的商业行界面（120V交流）LED驱动，无系统实现高效率和高功率因数时，我们发现效率在64％-83％范围内和功率因数在0.73-0.93之间，如表Ⅰ所示。

表I

这些驱动程序的转换频率范围在57-104kHz，所有有相应的低功率密度低于5 W/in3。由于LED输出配置（例如，分离多个LED负载或不同的LED电压规格）大的变换，最近发表的学术论文设计更难全面评估和比较，但似乎一般都在个别方面有改善地提供相似性能。总体而言，转换器的体积是通过磁性元件均匀地支配，并且在每一种情况下驱动电路贡献了LED系统的主要尺寸。这些测试表明，电力电子仍然是固态照明一个显著的限制而且有必要对小型化和此电压和功率范围的性能作出重大改进。电力电子技术的小型化要求降低磁性元件成分，它可以通过增加转换频率实现。最近的工作已经显示了高频（或甚高频）操作在几十伏和几十瓦操作系统种的潜力，以及出现了数百个瓦和伏初步工作。其他开关电容（SC）为基础的设计工作已经显示出一个SC变换电路和高频的操作电感为基础的调节电路合并的优势（例如，[12]- [15]），但只研究了低电压和低功率电平（即，根据2 W和10 V）。由此，实现在高电压的增加和适度的功率（例如，高达几百瓦伏和数十瓦）时所需的频率提高，实现所希望的小型化和性能仍然是一个重大的挑战。本文介绍了一种合并两级架构，关联电路设计中使用的GaN晶体管和控制，以应对宽范围的直流电压和交流线电压中的这些挑战。论文的第二节介绍了整个目标系统的要求以及LED驱动电路设计注意事项的概述。论文的第三节介绍所提出的架构中，电路拓扑，和控制以解决系统的注意事项。论文的第四节提出证明所提出办法的实验结果，包括大范围的直流电压和交流线电压的实现。最后，第五节总结论文。

II 系统要求和设计注意事项

我们采用的系统架构以LED的驱动器电路为目标在低到中等功率水平是从一个宽范围的直流电压或者从电网规模经营交流电压。我们介绍的电路实现和控制线路适于功率高达几十瓦，电平高达200伏（例如，与120 Vrms的交流操作兼容）的宽范围输入电压，并在30-40V范围内LED串电压。此外，对于交流线路的应用，我们寻求具有高功率因数的设计（例如，功率因数gt;0.9），而对于直流输入应用我们寻求在宽输入电压范围内有效的操作（例如，25-200 V输入电压）。最后，我们通过系统架构，电路拓扑结构，和采用大大增加开关频率的结合意图使驱动转换电路的大幅度小型化。我们首先考虑这个应用程序，它在高电压，低功率操作并在宽输入电压范围实现了变流器的小型化设计的概述。为了获得更佳的小型化，增加转换频率是必要的，因为电感器和电容器的值与转换频率成反比变化。然而，由于磁芯损耗，电压击穿，和传热限制[6]，[16]- [20]，无源元件的尺寸不一定单调频率降低。因此，通过高频动作实现大幅的小型化进一步依赖于适当的无源器件的设计和电路拓扑的仔细选择，以尽量减少放置在无源元件，尤其是磁性元件的需求。进一步考虑，虽然无源元件的大小可能随着增加频率可以做得更小，大小随着实际频率相对缓慢降低。此外，一些寄生元件，如半导体器件的寄生电容和电感，不总是随着增加的工作频率按比例缩小。因此，寄生的影响会随着操作频率的增加变得越来越重要。为了实现通过极端高频动作的小型化，有效的电路拓扑应该固有地吸收在其操作中重要的寄生分量。第三个需要具体考虑涉及到在高电压和低功率电平的工作特性。在高电压和低电流下操作的转换器在高特征阻抗水平进行操作，并因此利用相对大的电感和小电容（例如，特性阻抗Z 0=L / C等于V / I[6]）。此外，电感器和电容器的值随谐振频率（例如，omega;0=2pi;F= 1 /radic;LC）按比例缩小。因此，对于一个给定的在高电压和低电流下操作的拓扑结构，增加转换频率超过一定值可能导致太小而不能实现（例如，给定的寄生电容水平）放置在频率和小型化的实用结合的电容值。在高电压和低功率变换器的小型化，优选选择系统体系结构和需要相对低的特性阻抗值（即，产生更小的电感电路拓扑和更大的电容），以减少对频率向上扩展约束。最后，工作范围和控制方案是重要的注意事项。我们考虑的设计无论是从广泛的直流电压还是交流线路电压，使得系统有一个宽范围的输入电压工作。零电压开关（ZVS）技术是必要的，以减少电容放电损失和在高电压下实现高频动作。然而，软开关通常难以在宽的输入电压范围内保持。因此，它是开发保持整个宽电压转换范围内所需的软切换操作设计中的一个重要的挑战。

III 系统架构和电路拓扑

1. 系统架构

为了解决以上的考虑，提出合并两阶段体系结构，如图1所示。 第一阶段是一个可变拓扑SC电路在适中的开关频率下操作（例如，几十到几百千赫的）。将SC电路可以在这些频率下实现高功率密度和效率，因为它仅采用开关和电容器，并采用充电软操作[12]，[13]，[21]。然而，仅在SC转换器不能有效地提供这种应用[22]需要精细的电压调节能力。相反，这个阶段既用于减少在其上的第二阶段需要操作电压范围，并且降低所述第二阶段必须设计的量，最大电压电平（以及因此阻抗电平），与在所描述的设计考虑保持在上一节第二阶段是基于磁性级同时提供额外的电压转换和精细的电压调节，并在高频率（例如，HF，3-30兆赫）被操作，以便最大限度地减少磁性元件的大小。高频操作时更易于在第二阶段高效地实现，因为它在较低的电压和与SC第一级的电压转换较小电压范围内工作。此外，如下面所描述的，第二级的拓扑被选择为使得它需要相对小的电感值和固有的吸收设备的寄生电容（即，开关晶体管的漏 - 源电容和二极管电容），为电路操作的一部分，解决一些在上一节中所描述的设计考虑。

HF零电压开关 谐振逆变器降压稳压级

负载

开关电容预调节器/转换级

图1 合并两级转换架构包括提供电压预调节和转换开关电容器第一级，和一个高频磁级，提供的输出细调。具有这种结构的转换器在宽范围（例如，25-200Ⅴ）的直流电压，或从一个整流120 Vrms的交流电压下可以被实现

中间电压

V

中间电压

V

Vin：输入电压V

V_in：输入电压V

图3开关电容电压变换特性（第一）阶段中的直流-交流转换器，仅当输入电压高于100V和断开为较低的输入时，该SC电路与操作图电压转换比率2：1。

图2开关电容电压转换特性（第一）阶段中的直流-直流转换器。该SC电路在不同的转换操作这取决于输入电压的模式，使得第一级输出电压上变化窄得多的范围大于输入电压。

这个架构允许的设备的要求划分成“慢切换和高压第一级”和“快速交换和低电压的第二级”装置类别。此外，作为详细说明的两个阶段下被设计为操作一起（合并）中，使比在具有不同的阶段[12]常规的体系结构，可以实现更高的效率和更高的功率密度的方式，[13]，[21]，[22]。我们会在下面更详细描述。

B .第一级，开关电容器电路

SC电源阶段：第一阶段是，只需要两个能量转移电容，并提供了几乎连续的输入和输出电流的可变拓扑SC电路。要创建一个合适的中间电压，这个电压超过第二（调节）阶段可以运行时的电压，SC转变阶段在不同的转换模式操作，这取决于输入电压。它可以在三种不同的转换模式中操作（即，1：2,1：1，和2：1的转换模式）。对于工作范围在25-200 V的一个宽输入范围的直流-直流转换器系统，所有这三个转换模式都能被使用。对于交流线路电压下操作的交流-直流转换器系统，足够高的功率因数可以通过仅通过在有限电压范围来实现的2：1模式操作获得，这将在第三节-E进行详细说明。图2和图3分别表明对于宽范围的直流-直流转换器和交流-直流转换器SC第一级中，输入电压与中间电压之间的关系。图4示出的SC前置调节器/转换电路，它是由两个能量转移电容器和八个开关中的功率级组成。开关接通和断开时，有50％的占空比与死区时间。表II示出在每个状态和转换模式接通状态的开关，以及表III列出带有这种开关的操作的电路配置，其中电流源iinet模型由高频调整级汲取的电流的平均时间决定。此外，我们的系统被设计为“合并”的两个阶段的操作。这样的“合并两阶段”的体系结构[12]，[13]有可以第二高频阶段“软充电/放电”在SC阶段能量转移电容，降低损耗和/或所需的电容的优点。

自举电路的栅极驱动器电路

门信号

模式选择

级

状态A

状态B

微控制器

开关电容预调节器/转换阶段

图4.开关电容前置调节器/转化阶段是由两个能量转移电容和八个开关，并提供了几乎连续的输入和输出电流。固定频率的50％占空比的栅极信号在微控制器中产生，并选择适当的转换模式取决于输入电压电平。

表II 在每个阶段和转换模式切换电容器级的开状态开关

表III 配置开关电容器电路的每一个状态和转换模式

在1：2升压转换模式中，电容器是软经由高频第二级中排出，它们很难通过固定的输入电压源充电;因而在1：2转换模式对SC电路具有部分充电软特性。在2：1的降压转换模式，第二级的电流的一部分（名义上一半）（点）兑换一个电容器和电流的剩余部分排出其他电容。两个电容器充电和放电，使得在它们之间的总电压保持在输入电压;因此在2：1的转换模式的SC电路完全与充电软特性进行操作。因为高频阶段充电和放电的SC阶段作为电流源（相对于大电流脉冲充电）时，SC电路能够在低开关频率工作（并且具有伴随的低切换损失），同时

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