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在敌方干扰下的高效频谱跳频系统的设计
摘要：本文主要介绍了在信息驱动跳频具有高校频谱抗干扰系统的设计。作为一个高效的跳频设计，信息驱动跳频在强干扰下是极其的稳定的。然而，来自相似能量强度的源造成的伪装性的干扰可能会造成最后信息的丢失。为了克服这个缺点，在本文中，我们将会第一次提出一个抗干扰的信息驱动跳频系统。主要的思想是为了通过信息流传输一个身份认证的序列。这个身份认证序列通过一个利用在接受机和发射机之间利用公共密钥的加密算法产生的。然后，它被利用的接收器的有效信号检测与提取。这不仅表现了抗干扰信息驱动跳频在强大的干扰下依然健康，而且能够降在伪装干扰下系统性能的恶化。其次，我们可以通过拓展抗干扰信息驱动跳频成为一种多种载波的方式，以便能够得到更高效的频谱和更稳定的抗干扰能力。基于新一代安全组，多载波抗干扰信息驱动跳频，通过干扰的随机化和丰富的频率分类能够显著的提高系统效率和抗干扰能力。此外，通过分配不同的载波给不同的用户，多载波抗干扰信息驱动跳频能够很容易的被用作无碰撞的多址接入系统。所提供的模拟实例可以用来说明所提出的方法的性能情况。
关键词：抗干扰，物理层安全，信息驱动跳频
1 简介
作为一种广泛使用的扩频技术，跳频（FH）最初设计是用于在恶劣环境下的安全通信。在传统的跳频系统中，每个用户基于自己的PN序列单独跳，每当有两个用户以相同的频率发射时，就会发生碰撞带。主要受到碰撞效应的影响，常规的调频频谱效率特别低。最近，一种被称为消息驱动调频三维的调制方式被推崇。对消息驱动跳频的基本思想利用了在敌方干扰部分作为在发射机的载波频率选择的PN序列下的消息高效调频系统的设计。更具体的说，载波频率的选择直接由加密信息流控制，而不是在常见的传统跳频系统由预先选定的伪随机序列控制的。在接收器中，载波频率可以利用从各个频带中选择的最强信号的这样的滤波器组中捕获。这个信息驱动跳频最有意义的部分是通过嵌入大部分输入比特到挑选过程中，多余的信息传输在没有额外的带宽和能量的消耗的条件下得以实现。事实上，通过跳频控制的传输本质上增加了另一个维度的信号空间，所得到的编码增益可以多次提高系统的频谱效率。
结果表明：单频干扰的情况下消息驱动跳频在强干扰下尤其的强大，由于传统的多边跳频模式。对于信息驱动跳频基本的论点是：即使信号被干扰，强大的干扰能够提高被干扰信号的能量，从而增加被正确检测出来的可能性。当系统遇到伪装的干扰，即干扰信号功率和信号功率相近。对于信息驱动跳频接收机来说，分辨出从真正的信号分辨出干扰信号是很困难的，从而会造成性能的损失。
为了提高在伪装性干扰下信息驱动跳频的性能，在本文中，我们建设性的提出了一个单载波的信息驱动的方案。其主要思想是插入一些信号识别（ID）的信息传输过程。这个ID信息是通过利用发射机与接收机之间共享秘密的算法产生的密码。因此，接收机可以使用它来定位真实的载波频率或所需的信道。同时，恶意用户恢复计算是不可行的。 与信息驱动跳频相比，抗干扰信息驱动跳频可以有效降低由伪装的干扰引起的性能下降，并且当干扰功率接近于信号功率时，可以提供更好的结果。同时，如同信息驱动跳频一样，它在强大的干扰下是强大的。 其次，将单载波抗干扰信息驱动跳频扩展到多载波抗干扰信息驱动跳频。基于安全组生成，多载波的抗干扰信息驱动跳频可以通过干扰随机化和丰富的频率多样性显着提高系统效率和抗干扰能力。此外，通过为不同的用户分配不同的运营商组，多载波抗干扰信息驱动跳频跳频也可以用作基于信息驱动跳频的无碰撞多访问系统。本文提供了仿真实例来说明拟议方法的有效性。
2 信息驱动跳频简要介绍
2.1 系统介绍
令Nc是可用信道的总数，其中{f1，f2，...，fNc}是所有可用载波频率的集合。用于指定单个通道的位数是Bc = log2 Nc，其中x表示小于或等于x的最大整数。 如果Nc是2的幂，则在Bc位串和总可用信道之间存在1-1映射;否则，当Nc不是2的幂时，我们将允许一些Bc位字符串映射到多个通道。在不失一般性的情况下，我们假设Nc = 2Bc。令Omega;为包含M个符号的选定记号，记号中的每个符号表示Bs = log2 M位。 令Ts和Th分别表示符号周期和跳跃持续时间，则每个符号周期的跳数由Nh = Ts/Th给出。 我们假设Nh是一个整数。MDFH的发射机结构如图1所示。 我们首先将加密的信息流划分成长度为L= NhBc Bs的块。 每个块被解析为NhBc载波比特和Bs普通比特。载波比特用于确定跳频，普通比特被映射到依次通过所选频道发送的符号。Xn表示第n个块。 注意，在MDFH中，整个块Xn在一个符号周期内被发送。信息驱动跳频的接收机结构如图1所示。 其中使用FSK接收机中的滤波器组来捕获发送频率，而不是使用频率合成器。 回想一下，{f1，f2，...，fNc}是所有可用载波频率的集合。 为了检测有效频带，以接收机（f = 1，2，...，Nc）为中心的Nc带通滤波器组（BPF）和与发射机相同的信道带宽部署在接收机前端。 在任何给定时刻仅占用一个频带的情况下，我们在每个可能的载波频率测量带通滤波器的输出，并通过选择捕获最强信号的一个跳频周期的实际载波频率来检测。 结果，可以在每一跳处自发地检测载波频率（因此嵌入在频率选择中的信息）。为了进一步提高频谱效率，信息驱动跳频可以扩展到多载波系统，其中子载波跳过总可用频带的非重叠子集[6]。 多载波信息驱动跳频的设计并不是唯一的。 通过仔细的跳跃过程设计，多载波信息驱动跳频可以随机化干扰，提高系统的抗干扰能力。 本主题将在第4节进一步讨论。
2.2干扰下信息驱动的表现
在本节中，我们考虑单载波MDFH在单频带干扰下的性能，因为多频带干扰可以与多载波分集相抗衡。 为了抗干扰性强，需要将干扰检测功能添加到MDFH接收机。 令Ei表示第i个信道上的接收信号功率。 我们建议使用以下基于阈值的检测器。1.根据功率检测阈值eta;对每个通道进行分类。
1 如果Ei lt;eta;，那么在通道i上只有噪声，我们说通道是无效的; 否则，如果Eige;eta;，我们说通道是有效的。
2 将A = {i1，i2，...，im}作为所有活动信道的索引集合，则由k表示的估计的跳频指数由k = argminiisin;A{Ei} 。 可以基于k恢复载波比特。
3 在常规解调处理之后，从rk提取普通比特。
令pe表示MDFH中跳频指数k检测的误差概率。 可以看出，pe是阈值eta;的函数。 最优阈值eta;opt可以得到为eta;opt= argmineta;{pe}。我们将单频带干扰下的信息驱动跳频与加性高斯白噪声信道中的常规跳频的性能进行比较，结果（无信道编码）如图1所示。干扰信号比定义为JSR = NJ/Es，其中NJ和Es分别表示干扰功率和信号功率。可以看出，信息驱动跳频在强烈的干扰场景下提供了出色的性能，并且以大幅度优于常规跳频。 潜在的论据是：强干扰可以增强卡塞信号的功率，从而增加正确的检测概率。 注意，在这种情况下，信息驱动跳频的频谱效率是传统调频的频谱效率的11倍。
然而，我们还注意到，当干扰功率接近信号功率时，信息驱动跳频接收机难以将干扰与真实信号区分开来，从而导致性能不佳。 对于常规跳频，一旦干扰功率达到一定水平，系统性能主要受信号卡住的概率的限制。 对于信息驱动跳频，情况比较复杂。 我们将干扰分为两类：强干扰和伪装干扰。 强干扰表示干扰功率远高于信号功率的情况。 伪装干扰表示干扰功率接近信号功率的情况。 信息驱动头调频在强干扰下是强大的，但对伪装的干扰敏感。 为了提高信息驱动跳频在伪装干扰下的抗干扰能力，本文介绍了抗干扰信息驱动跳频系统，命名为AJ-MDFH。
3 抗干扰信息驱动跳频:系统介绍：
在本节中，我们描述了所提出的AJ-MDFH方案的发射机和接收机设计。
3.1 发射机的设计
这里的主要思想是在传输过程中插入一些信号识别（ID）信息。 该ID信息在发射机和接收机之间共享，使得接收机可以使用该信息来定位真实的载波频率。 我们的设计目标是提高抗干扰能力，同时最大化MDFH的频谱效率。
对于AJ-MDFH，我们建议用ID位替换MDFH中的普通位。 AJMDFH的发射机结构如图1所示。 可以看出，每个用户现在都被分配了一个ID序列。 请注意，在MDFH中，相同的普通位在每一跳发送。 如果我们用ID位替换普通位，则频谱效率仅由小的因子Bs /(NhBc Bs)减小。 取Nh = 5，Bc = 8，Bs = 4，例如Bs /(NhBc Bs) = 1/11。
应该注意的是，为了防止冒充性的攻击，每个用户的ID序列需要从恶意干扰者中保密。 因此，我们通过可靠的加密算法（例如高级加密标准（AES）[7]）生成ID序列，使得恶意用户恢复ID序列在计算上是不可行的。 同样的原因，在AJMDFH中，ID位将在每一跳处变化。 ID序列生成过程总结如下：
- 使用由特征多项式指定的42位线性反馈变换寄存器（LFSR）生成伪随机二进制序列。
x42 x35 x33 x31 x27 x26 x25 x22 x21 x19 x18 x17 x16 x10 x7 x6 x5 x3 x2 x 1.
- 将LFSR的输出作为明文，将其分组成长度为KL的位（KL = 128,192或256），并将其馈入密钥大小为KL的AES加密器。 然后将AES输出用作我们的ID序列
如第5节所示，AJ-MDFH在强干扰下具有很强的抗干扰性，可以有效降低由于伪装造成的性能下降。 还可以观察到，通过编码可以进一步提高AJ-MDFH的抗干扰能力，通过编码，可以通过控制冗余校正残留误差。
3.2 接收器设计
抗干扰信息驱动跳频的接收机结构如图1所示。接收器重新生成通过共享密钥（包括初始向量，LFSR信息和密钥）的安全ID。 在每一跳处，首先将接收到的信号馈入带通滤波器组。 首先解调滤波器组的输出，然后用于载波比特（即信息比特）检测。
解调。 令s（t），J（t）和n（t）分别表示ID信号，干扰干扰和噪声。 对于AWGN信道，接收信号可以表示为r（t）= s（t） J（t） n（t）。 我们假设s（t），J（t）和n（t）彼此独立。 如果J（t）的频谱与s（t）的频带重叠，则信号被干扰; 否则，信号无干扰。 如果J（t）扩展到多个通道，我们有多波段干扰; 否则，我们有单频带干扰。 注意，真实信息被嵌入在发送ID信号s（t）的有效载波的索引中。
对于i = 1,2，...，Nc，第i个理想带通滤波器fi（t）的输出为ri（t）= fi（t）* r（t）=alpha;i（t）s（t） Ji（t） ni（t）。
这里alpha;i（t）isin;{0,1}是在时刻t在信道i中存在信号的二进制指示符。 在每个跳频周期，alpha;i（t）为常数：alpha;i（t）= 1，当且仅当s（t）在第m个跳变周期期间通过第i个信道发送时; 否则，alpha;i（t）= 0.Ji（t）= fi（t）* J（t）和ni（t）= fi（t）* n（t）。 当第i个信道中没有干扰时，Ji（t）= 0。
对于解调，ri（t）首先被移回到基带，然后通过匹配的滤波器。 在第m个跳跃周期，对于i = 1，...，Nc，对应于信道i的采样匹配滤波器输出可以表示为：
ri，m =alpha;i，msm beta;i，mJi，m ni，m（2）
其中，sm，Ji，m和ni，m分别对应于ID符号，干扰干扰和噪声; alpha;i，m，beta;i，misin;{0,1}分别是ID信号和干扰存在的二进制指示符。 请注意，真实信息在alpha;i，m中进行。
信号检测和提取。 在每个跳频周期执行信号检测和提取。 为了符号简单，不失一般性，我们在（2）中省略了下标m。 也就是说，对于特定的跳跃时段，（2）简化到：
ri = alpha;is beta;iJi ni, for i = 1, ··· , Nc. （3）
定义r =（r1，...，rNc），alpha;=（alpha;1，...，alpha;Nc），beta;=（beta;1，...，beta;Nc），J =（J1，...，JNc） =（n1，...，nNc），则（3）可以以矢量形式重写为：r =salpha; beta;·J n。
对于单载波AJ-MDFH，在每个跳频周期中，alpha;中的一个项目不为零。 也就是说，有Nc个可能的信息向量：alpha;1=（1，0，...，0），...，alpha;Nc （0,0，...，1）。 如果选择alpha;k，并且k的二进制表达式是b1b2 ... bBc，其中Bc = log2Nc，则估计信息序列是b1b2 ... bBc。
因此，在每个跳频周期，信息符号alpha;或等效的跳频频率索引k需要根据接收到的信号和在发射机和接收机之间共享的ID信息进行估计。 这里我们使用最大似然（ML）检测器。 如果输入信息是等能的，也就是说，对于i = 1,2，...，Nc，p（alpha;i）= 1 / Nc，则MAP检测器被减少到ML检测器。 对于ML检测器，估计的跳频指数k由下式给出
k = arg max 1le;ile;Nc p{r|alpha;i}. (4)
回顾信息信号（包括alpha;和s），干扰干扰和噪声彼此独立。 假设噪声和干扰干扰是完全随机的，即n1，...，nNc，J1，...，JNc都是统计独立的，则r1，...，rNc也是独立的。 在这种情况下，（4）中的联合ML检测器可以分解为：
k = arg max 1le;ile;Nc Nc j=1 p{rj |alpha;i} = arg max 1le;ile;Nc Nc j=1,j_x0005_=i p{rj |alpha;j = 0} · p{ri|alpha;i = 1}(5)
由于Nc j = 1 p {rj |alpha;j= 0}与i无关，所以（5）可以进一步简化为k
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