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用于脉冲电源应用的低纹波和高精度高压直流电源
作者：Suk-Ho Ahn, Hong-Je Ryoo, Ji-Woong Gong, and Sung-Roc Jang
摘要：本文介绍了具有低纹波和高控制精度的三相谐振变换器的设计与实现。基于三相LCC型谐振转换器，与单相转换器相比具有低纹波，高效率和高功率密度的优点 - 设计了具有低纹波（lt;0.1％）的高压电源。除了在连续导通模式（包括软开关，低导通损耗和电流源特性）下操作的LCC型谐振变换器的一般优点之外，所提出的方案通过具有不同的支腿设计在轻负载条件下仅使用一个相位的栅极驱动电路和缓冲器参数。这允许设计克服了一般LCC型谐振转换器的操作约束。三相转换器结构的独特设计不仅在额定运行时，而且在轻负载条件下都能提供高效率和低纹波。为了从空载到额定负载分析所提出的方案的高性能，进行了PSPICE仿真。从输出纹波，损耗和可操作负载范围的角度分析基于单相结构的常规LCC型谐振转换器的比较结果。使用提出的转换器，提供了一个20 kV，20 kW的高压直流电源设计和实现，具有优越的栅极驱动电路。最后，通过仿真和实验结果验证了所提出的转换器的优越性。实验证明，开发的电源在高效率（98％），可操作负载范围（0.5-20 kV）和低纹波（0.05％）下实现了高功率密度的高性能。
索引术语 - 高压电源，LCC谐振变换器，三相谐振变换器。
- 引言
在诸如线性加速器的脉冲功率应用领域，需要低纹波和高精度输出电压，高压直流电源作为主要来源的重要性被强调，因为输出电压纹波影响系统性能[1 ] - [20]。例如，对具有低电压纹波的电容充电器进行了研究，以提高速调管调制器的稳定性[16]。在另一个例子中，已经研究了用于电子 - 正电子紧凑型线性对撞机的固态调制器，以通过改进其顶部稳定性和脉冲重现性来提高系统效率[17]。对于该应用，高压直流源的低输出电压纹波被认为是设计调制器系统的重要因素。为了控制高压电容充电器的高精度输出，建议采用以下方法：并联使用一个增压器，以相对较低的额定输出运行，但具有较高的开关频率，负责电压控制最大充电电压与主充电器一起，用于将大容量的电容器快速充电到较低的电平（在最大充电电压的5％和10％之间）[22]。在开发低脉冲电压下降和高压脉冲再现性的电源研究中，提出了游标和保镖方法。对于这些应用，高压直流电源需要低纹波和高精度的控制[23] - [30]。为了降低纹波，可以使用增加开关频率或输出滤波器容量值的方法。然而，随着电源容量的增加，由于半导体器件产生的开关损耗，限制了开关频率的增加。另一方面，提高输出滤波电容允许输出电压纹波最小化，但是当使用RF管（例如磁控管，陀螺仪）或雷达时，负载仍然易受应用领域频繁产生的电弧的影响。换句话说，电弧产生期间的电源出现故障状态跳闸，但输出滤波电容器中所有的能量都传输到负载侧，负载会损坏[31] - [33 ]。为了解决这个问题，现在正在使用一种方法，通过将开关与功率器件输出和负载之间的快速开关操作特性相连，强制性地阻止电弧能量。然而，这种方法在系统体积和成本方面相对不足[5]，[34] - [36]。
本文介绍了一种满足电源要求的多相谐振型转换器，包括输出电压纹波，控制精度和低电弧能量。该谐振型转换器可以设计成通过多相操作和零电压（ZV）导通来减少纹波。该转换器还可以具有减小的关断损耗，这可以增加开关频率。为了控制低电压和电力，可以设计开关支路。通过使用独立驱动的多相开关支路，开关频率增加，并且仅在单个支路发生损耗。这样可以在全负载控制区域中实现高效率运行。此外，通过使用独立的高电平，可以减少在操作区域中具有相对低的开关频率的操作的缺点，并且通过多相操作可以减轻更多的负载，并且可以在全负载区域中实现高控制精度和低纹波用于在轻负载区域单独设计的开关支路的频率切换操作。介绍了开发的20 kV，20 kW高压电源的分析，设计和实现的详细讨论。这个讨论集中在电源的效率，负载范围，低纹波和可靠性。仿真和实验结果验证了所提出的转换器的优越性。
二、对该转换器的分析
A.单相LCC型谐振变换器
LCC型谐振转换器具有许多优点，包括电流源特性和固有升压功能。这种转换器广泛用于设计高压电源。我们将LCC（具有相对小的电容的并联谐振电容）的形式与在连续导通模式（高于谐振工作）的串联谐振变换器（SRC）的次级侧的串联谐振电容进行比较。 LCC型转换器具有与SRC相同的基本特性，通过降低波峰因数可以降低传导损耗。这通过在并联谐振电容器的影响下改善谐振电流波形来实现。这可以通过有效地增加用于减少开关损耗的无损耗缓冲电容器的电容来降低开关损耗。
通过对运行模式的分析，对单相LCC型谐振转换器的特性进行了检验。在稳态下，设计的单相LCC型谐振变换器可在每个工作周期内分为八种模式，如图1所示。 1。
在模式1中，开关S1导通，输入电流流过谐振回路。谐振电流在对并联谐振电容充电时流动。谐振电流随着并联谐振电容器的影响而迅速上升，并联谐振电容器具有相对较小的电容值。与SRC相比，由于谐振电流迅速上升，谐振电感中存储的能量的增加将导致维持模式3和模式4的续流能量的增加。模式2开始于充电并联谐振电容完成，谐振电流流过负载。
开关S1关闭，模式3开始。在这种模式下，无损耗缓冲电容器被充放电以减少关断损耗。无损耗缓冲电容并联。开关S1由续流能量充电，与开关S2并联连接的无损耗缓冲电容器放电。
在模式4中，完成无损耗缓冲电容器的充电和放电，并且谐振电流开始流过与开关并联连接的二极管。在这种模式下，开关S2两端的电压几乎为零。开关S2在ZV条件下导通，然后开关半周期开始。可以使用与上述相似的过程来分析模式5-8。谐振电感电流和电容电压具有与模式相反的极性基于各模式的操作波形如图1所示。 2。
很明显，通过增加缓冲电容的值，可以减少取决于模式3和模式7的持续时间的关断损耗。然而，在开启开关之前储存的缓冲电容器电能应放电，以实现ZV导通。因此，增加缓冲电容是一个约束，因为存储在谐振槽中的能量也受到限制，特别是在轻载条件下。
通过使ZV导通小于OFF-OFF，单相LCC型谐振转换器与MOSFET相比，使用具有小的饱和电压的IGBT被有效地应用于高功率电源。 LCC型转换器可实现高效率的高频供电。然而，单相LCC型谐振转换器具有随着轻载条件下开关频率增加而发生的损耗。此外，当增加输出滤波电容器的绝缘度以减小纹波时，会出现另一个限制：很难保护负载免受电弧的影响，这些电弧可能会在高压应用中频繁发生，例如陀螺仪，雷达，磁控管，或线性加速器。
B.提出的不对称多相LCC型谐振变换器
为了解决上述单相LCC型谐振变换器的约束，本文提出了一种非对称多相变换器，如图1所示。该提出的转换器使用多个开关支路，包括用于轻载操作条件的一个特定支路。
为了在不增加输出滤波器的组件的情况下减小输出电压的纹波，通常使用并联驱动多相转换器的方法。很明显，单相LCC型谐振转换器还可以通过使用多相中的对称开关支路来减小输出电压的纹波。然而，如前所述，由于在轻负载条件下每个开关支路中的开关频率的增加，所以存在许多开关元件的开关损耗的缺点。另外，所有的开关支路都在满载范围内工作，轻载操作由于可控最小工作电压的增加而变得困难。可以减小缓冲电容器的值来处理负载操作的范围。然而，这通过增加半导体器件的关断损耗而导致转换器的效率降低。本文提出的非对称多相转换器的基本概念如图1所示。与其他开关支路不同，可以通过采用更小的缓冲电容器（C1，C4）来分开在多相开关支路中的轻负载操作下单独工作的特定支路。换句话说，随着多相转换器能够有效控制的负载，每个包括一个特定支路的开关支路都以相位差运行，以控制大输出并减小纹波。在轻负载操作期间，当多相开关脚的同时移动不可控时，输出电压可以通过一个独立设计的腿的隔离操作来控制。
通常，所有开关支路都以相位延迟运行，以减小输出纹波，并且开关频率随负载减小而增加。在小于特定轻载条件的情况下，开关脚的行为 - 除了负载轻负载的开关支路之外 - 停止。负载负载的开关支路负责负载，因此负载轻负载的开关脚的开关频率降低，从而调节输出。相反，随着负载再次增加，负载轻负载的开关支路的开关频率降低。而且，如果负载大于指定的轻负载，则所有开关脚都会再次工作，并且整个开关频率再次增加并调整输出。如前所述，所提出的转换器被设计成在轻负载下独立地操作一个开关支路。因此，如果控制低压和低功耗，则开关频率增加的损耗仅发生在一个支路中，使得转换器能够在全负载控制区域以高效率运行。
此外，与其他开关支路不同，由于具有小值的特定支路的缓冲电容器可以在轻负载操作中通过小的谐振电流进行充电和放电，所以在满载条件下可以进行ZV切换。此外，由于谐振转换器的控制特性在负载减小时增加了开关频率，所以即使在轻负载操作期间一个特定的脚分开操作时，也可以保持低的输出电压纹波。
作为示例，假设当三相转换器在额定电流下以20kHz的开关频率工作时，输出电压具有120kHz的纹波，并且一个特定的支路在轻负载操作中与60kHz及更高的分压操作。在这种情况下，输出电压将具有120 kHz及更高的纹波。因此，很明显，输出波动不会大幅增加。即使三个阶段也可以用固定输出滤波器转换为单相。因此，即使需要高精度输出控制，在不增加过滤器电容器的尺寸的情况下，在诸如陀螺仪，速调管，磁控管或雷达电源的高精度控制中也是可能的。这可以有效地保护负载，因为在发生电弧的情况下，在保持输出电压波动较小的情况下，可以使传递到负载侧的滤波电容器的能量最小化。
在没有复杂控制的情况下，本文提出改变转换器的行为，只需要改变负责轻负载运行的双极性无负载缓冲电容器的电容和栅极驱动电路的元件的电容设计，提出一个具有灵活性的栅极驱动电路死的时间。在轻载操作的高频开关中，与其他开关脚的电容器相比，选择了相对较小的无损耗缓冲电容器，用于软开关。另外，提出了一种通过滞后带控制配置更可靠的系统的方法，并通过各种实验验证了所提电源的特点和优点。
C.栅极驱动电路
如前所述，通过检测电源的工作负载区域，所提出的转换器的操作可以通过特定区域中的控制器以阻塞门信号的形式来实现。然而，本文提出了一种在简单结构中具有灵活死区时间的优越栅极驱动电路，如图1所示。 4，通过利用灵活死区时间的特点，实现了推荐的转换器的运行。
所提出的栅极驱动电路具有几个优点，包括通过感测开关的ZV条件实现灵活的死区时间，以及通过输入半占空比的工作开关频率容易地设计的用于栅极隔离的变压器。
通过分析以下操作模式，描述了所提出的栅极驱动电路的工作原理。
在模式1中，将导通信号（ Vpulse）施加到栅极驱动电路。开关上的电压不是ZV。电容器C1通过串联电阻R1和并联电阻R2逐渐充电，结果，栅极驱动电路的导通信号不会导通开关。模式2是在栅极驱动电路中输入导通信号（ Vpulse）的情况。电压变为零。二极管D2是正向偏置的，并且电容器C1通过电阻R5和二极管D2充电。与电阻R1相比，电阻R5被设计为具有非常小的值，使得MOSFET M1在ZV条件下快速导通。如果将电容器C1的电压充电至MOSFET M1的阈值电压以上，则M1导通，通过电阻R6和二极管D3施加栅极电压，使开关导通。
模式3是关机模式。如果在栅极驱动电路中输入关断信号（-Vpulse），并且MOSFET M2导通，则在快速放电充电的栅极电容器电压的同时关闭开关。此时，MOSFET M1也被截止。此外，通过电阻R3和二极管D1被充电到负电压，电容器C1的电压可以在下一个开关周期中进行模式1的操作。
如上所示，通过使操作等待直到模式1的开关两端的电压变为零 - 在转换器操作模式的模式4的开关的两端并联连接的二极管中的电流流动的情况（即，操作的模式2使开关的导通在两端变为零电压的条件下） - 实现了实时功能。由于这些修改使得开关电路负责轻负载，具有无损耗缓冲电容器和设置R1的预定值与栅极驱动电路中的最大死区时间不同于其他开关支路 - 所提出的转换器的操作通过仅使轻负载的开关支路在轻负载条件下进行开关操作来实现。
三、该转换器和门驱动电路的设计和仿真
本文提出的转换器被实现为陀螺仪，雷达，磁控管或直线加速器的电源。 表一列出了这些应用的规范，表二列出了根据表I中规定的设计参数。实施了所提出的转换器和栅极驱动电路的20 kV，20 kW直流电源的整个方案， 如图1所示。5
A. 20 kV，20 kW不对称三相LCC型谐振变换器的结构
所提出的转换器设计有考虑到纹波率和输出电压和功率的三相结构。如前所述，LCC型谐振转换器由一系列谐振组成
电感器（Lr）和具有并联电容器（Cp）的电容器（Cr）。
在设计的电源中，不使用附加并联电容，如图所示。 5.与一系列堆叠式高压二极管（Dhv1-n-Dhv3-m）并联连接的电容（Cp1-n-Cp4-m）不仅用于电压平衡，而且还起平行的作用电容器。当高电压过电流从正向偏置转换时，变压器次级绕组电流流过并联连接的电容器的电压。在这个转换间隔，（Cp1-n-Cp4-m）的串联组合以与并联电容（Cp）相同的方式影响谐振频率。
由于并联电容器的升压特性，LCC型谐振转换器通过降低匝数比来促进高电压变压器的设计。此外，由于寄生电容的影响，转换器有助于防止失真。如图所示。如图5所示，三个变压器与电压双向整流器连接，其由一系列堆叠二极管（Dhv1-n-Dhv3-m），电压平衡电容器（Cp1-1-Cp4-6）组成，其也作为并联电容器（Cp）和滤波电容器（Cf1-Cf6）。此外，设计了使用电阻器（Rs1-Rsm）和电容器（Cs1-Csm）分压器的高压感测电路。
B. 控制2
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