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用合成低通匹配网络的高效率宽带E类功率放大器
摘要
一种使用高阶低通原型滤波器设计制作高效率宽带功率放大器的方法在本文提出。这次设计中使用了氮化镓晶体管，它是经过仔细建模和表征为宽带E类功放的使用规定了最佳输出阻抗。为输出网络设计并实现一个六阶的低通滤波匹配网络。它在一个倍频带宽内提供最佳的基波和谐波阻抗。仿真和实验结果显示，从1.2~2GHz（50%）带宽实现的最优E类功放可测效率达80%~90%，这是目前在这个带宽内发表的最高效率。一个整体的带宽在0.9~2.2GHz（84%）的功放测得的输出功率为10~20W，10~13dB的增益和63%~89%的效率。此外，E类功放的特点是通过使用恒定包络的全球移动通信系统信号测量得到在整个带宽内有一个良好的从40到50dBc的相邻信道功率比。
关键词：宽带，E类，氮化镓，高效率，高功率，低通匹配网络，功率放大器，合成。
I引言
高功率和高效率功率放大器（PA）对于现代无线通信系统特别是基站的无通信系统来说非常重要，可以实现低成本和高可靠性的发射机。高效率PA通常使用开关模式拓扑来实现如D类，E类和F类，或谐波调谐电路，如F类和J类 [1]。 那些高效率的PA通常需要器件的高饱和度和精确的谐波技术，从而使在他们的频率响应有带宽的限制 [2] - [4]。然而，未来的通信系统（例如WiMax和LTE）将需要更宽的带宽，不仅对于多个频带的覆盖，而且还因为信号的有效带宽增加，即高达100MHz。 军用无线系统需要更宽的带宽，典型的要在一个倍频程以上。分布式放大器（DA）是宽带放大的常见解决方案[5]。 然而，这种方法需要多个设备，这导致低的总体效率。 基于基波谐波阻抗优化的另一种可能的解决方案已经在[6]和[7]中给出，实现了多波形带宽。 然而，在这种设计中仍然存在明显的更高阶谐波，导致效率相对较低（[6]中约为50％，[7]中约为20％）和谐波失真。
因此，在宽带宽内实现大功率和高效率的功放是关键的研究领域。 迄今为止，已经提出并演示了几种，优化了带宽和效率的设计技术 [8] - [12]。 这些功放的关键特征总结在表I中。重点要注意是在这些设计中使用的匹配网络拓扑与相关的低通原型等效。 但是高阶低通原型还没有广泛应用于宽带功放设计，尽管它们可能产生改进的匹配质量和更宽的带宽。
在这里，我们提出了一种在输入和输出中采用高阶低通电路拓扑的宽带高效率E类功率放大器设计的实用方法。 与D类设计相比，所提出的E类功放具有更简单的电路和降低对寄生效应的敏感性。 与F类和F类设计相比，它放宽对容谐波终端的要求并获得宽带性能。 目前所提出的设计基于市场上25W 科锐的 GaN HEMT。 合成一个三阶段切比雪夫低通网络用于输出匹配，并采用传输线来实现，如[13] - [15]所示，这与使用集总元件相比它能产生更好的功放特性[15]。 这为带宽的晶体管输出提供了最佳的基波，二次谐波和三次谐波阻抗。这种封装的GaN晶体管的输出寄生效应是经过仔细地表征和去嵌入的从而保证E类宽带特性。 与最近公布的结果（表一）相比，该设计实现了最先进的性能。
特别是它在已知的效率下表现出最高的宽带。 此外，使用全球移动通信系统（GSM）信号进行的调制测试时显示出这种E类功放在放大恒定包络信号具有非常好的潜力。
II宽带E类功率放大器
- 经典的E类功放的理论回顾
传统理想的E类功率放大器拓扑结构如图1所示。对于这种功率放大器电路[16]，晶体管被认为是一个开关与一个电器并联连接。 如果晶体管开关导通，电流完全通过这个开关（场效应晶体管（FET）的漏极和源极或双极结晶体管（BJT）的集电极和基极），电压为零。
图一
这个电流可以表示为
（1）
当开关关闭时，电流完全流入电容器，它同时被充电。 在这个截止状态间隔期间，该并联电器的电压由下式给出
（2）
理想的E类有两个边界条件[13]，[16]，[17]，被称为零电压开关（ZVS）和零电压导数开关（ZVDS）条件。 假设开关在t=0时关闭，在t=T/2时开启，这两个条件由下式给出：
（3）
其中T表示一个E类占空比的时间。 ZVS条件可防止开关器件同时发生非零电压和电流，并且ZVDS在电压达到零（软开关）后强制电流开始流动。通过应用这两个约束可以唯一地确定a和，由下可知：
（4） （5）
因此，如图1中的矩形框所示。在瞬态漏极（或集电极）电流和电压之间没有重叠，这导致零直流功耗和100％漏极效率。
使用傅立叶级数扩展[13]，[17]，最佳基波负载，产生完美的E类工作状态，可以由
（6）
该阻抗呈现电感性，如图1所示。在理想的E类模式中，通过组合开关电容器的总电流是纯正弦波，谐波完全是由于电压。 相反，理想阻抗在更高次谐波频率是无穷大的
（7）
B．宽带E类功率放大器方案
如图1所示的经典E类拓扑实际上是用于窄带设计，因为串联谐振器是有限的频率响应。等式（6）还表明最佳负载阻抗是随频率变化的。 要实现宽带E类功放，需要解决两个问题。 首先，需要一个匹配的网络来替换开关电容在超过一个有效带宽内，例如50％。第二，需要一个通带包含期望带宽的宽带滤波器，以在谐波频率上提供无限阻抗，从而代替谐振器。 在研究中，为了减少电路复杂度匹配网络和滤波器是共同设计的。
此外，在千兆赫兹频率级别不能实现完美的开关动作是由于在输入端的晶体管和非正方形波驱动信号的非理想效应，实际上，晶体管栅极/基极偏置在夹断点。 输入信号现在需要足够大以在整个正半占空比期间打开晶体管，然后在负半周期期间将其关闭[1]。提出的实际宽带E类功放拓扑结构如图2所示。
图2 E类宽带功放的拓扑结构
然而，重点要注意的是，这种匹配网络设计方法的带宽被限制在一个倍频[8]，因为如果带宽高于一个倍频，低端基波的二次谐波会在通带中出现。因此，原来目标频带为1〜2GHz。 为了实现多倍频带宽，可以为不同频段设计多个匹配网络，并使用开关选择支路。
图3 典型的有寄生效应的氮化镓晶体管模型
C．使用封装的氮化镓HEMT
固态技术的最新发展已经实现宽频带间隙器件，例如GaN和SiC，其从传统的 CMOS技术显着地提高晶体管性能。迄今为止，氮化镓高电子迁移晶体管已经应用在众多高效宽带功放设计中[8]-[12]。在本研究选用氮化镓晶体管作为实现宽带E类功放的有源元件。通常，G氮化镓晶体管表现出高击穿电压，低且与电压无关的输出电容（Cds）和低导通电阻（Ron）[18]。这些特性对于实现高效开关模式的功放来说非常重要。然而，当前市售GaN HEMT通常适用于分立设计的封装。他们的包装通常引入不可忽略的寄生效应。图3显示了科锐的25瓦的氮化镓高电子迁移晶体管（CGH40025）的典型等效电路[18]，其封装在Cree 440166封装中。图3也列出了这些寄生参数的近似值。内部寄生参数如C_DS，C_GD，和C_GS，都是基于[18]和制造商的数据表近似的。外部寄生参数即C_PD，C_PG，L_S，R_s，R_D和R_G是使用[19]中提出的方法估计的。包装型号由制造商提供。使用这种封装晶体管来设计E类功放，为了实现足够精确的匹配这些寄生效应需要谨慎考虑。特别地，晶体管的输出电容（C_DS）可以是 有利于在理想的情况下更换并联电容器C_P 拓扑，这是E类拓扑与在开关模式的D类功放相比的主要优点。
图4 在L波段科锐氮化镓CGH40025在封装平面的特性。（a）理想E类模型去嵌入的最佳输出阻抗。（b）从源牵引和负载牵引得到的最佳输出和输入阻抗
图4（a）显示了从晶体管E类参考平面（Z_E）去嵌的器件封装面上的理想阻抗（Z_L）。Z_E和Z_L在图三中阐明。然而，内在的寄生效应通常是非线性的（电压决定），这可能导致在大功率情况下该理论模型的精度降低。幸运的是，这种晶体管非常好的非线性模型通过制造商是可获得的，其也针对开关模式功放设计进行了优化 [18]。因此，使用安捷伦高级设计（ADS）在GaN晶体管上进行负载牵引以便找到更精确的负载阻抗。值得注意的是，这里获得的最佳阻抗是参考封装平面的，作为封装效果已经 纳入晶体管模型中。在负载牵引仿真中，施加足够大的输入射频功率即大于1W，用于驱动晶体管作为开关。图4（b）显示了在 1-2 GHz该晶体管的仿真效率优化该晶体管负载阻抗。图4（a）和（b）表示在该频率范围内E类工作状态近似的负载阻抗区域，而负载牵引阻抗小于理想阻抗。宽带E类功放的性能将进一步展示在整个功放原理图波形工程仿真中（第四部分）。源牵引模仿真是为了获得晶体管的最佳输入阻抗，如图4（b）所示。
图5 从负载牵引仿真得到的二次和三次谐波的最佳阻抗
在高效率的功放设计中谐波阻抗匹配是另一个非常重要的方面。 理论上，需要在Class-E参考平面中提供无限谐波阻抗，然而，使用任何实际的滤波器都电路都不能实现。此外，需要考虑寄生效应。因此，再次进行负载牵引仿真，以规定封装平面处的最佳谐波阻抗。图5描绘了二次和三次谐波的最佳阻抗。
如[13]所示，二次谐波阻抗在影响E类功放的效率方面起最重要的作用。图6显示了在1~2 GHz负载牵引仿真后二次谐波的线轮廓，表示在可接受的二次谐波阻抗区域可达到高效率。图7说明了在1~2 GHz三次谐波的轮廓线，这强调效率比在最大效率的三次谐波阻抗在小蓝色区域仅仅降低了10％更不敏感。
总而言之，宽带E类功放的匹配网络有两个要求：
bull;在整个连续谱和整个所需带宽提供适当的基波阻抗;
bull;在高效率区域提供适当的谐波阻抗。
图6 二次谐波阻抗的负载牵引仿真轮廓线：（a）2f0=2GHz和（b）2f0=4GHz
图7 三次谐波阻抗的负载牵引仿真轮廓线：（a）2f0=3GHz和（b）2f0=6GHz
在宽带功放设计中，在整个所需的带宽内匹配所需的阻抗折中是永远的不可避免的[20]。另外，随着二次谐波阻抗在1 GHz附近时将接近2 GHz的基波匹配阻抗，在1-2 GHz内优化设计在实际中难以实现。因此，目前的设计力求在1.2-2GHz区域达到最佳效果。
III. 使用低通拓扑设计与实现输入和输出匹配网络
A.宽带E类功放匹配网络拓扑的选择
实际上有许多电路拓扑来实现宽带匹配，例如1:n阻抗变换器。图8显示了最常见的宽带匹配方法，包括使用多路复用的传输线路段用小反射方法[21]，磁耦合网络[21]和多级梯形网络。但是，前两个网络[见图8（a）和（b）]给出相同的阻抗以高次谐波为基础。因此，它们不适用于高效功率放大器。来自基于梯形网络[见图8（c）和（b）]，只有低通和带通性能是有用的。然而，一个传统的低通滤波器或传统带通滤波器不能达到最佳性能，由于它们的带外特性施加的限制，如图9所示。其中不会到达最小的带内波。如果这些限制被取消[例如，最小的通带频率的陡峭带外衰减，如图9（b）所示]，在期望带宽[23]对于给定的梯度可以实现更低的纹波。因此，低通匹配网络的方法，而不是传统的滤波器被选择来实现这种宽带E类功放。
使用切比雪夫原型的低通匹配网络综合已经在[23]理论上提出。然而，这个仅涵盖实部到实部的阻抗变压器。在本设计中，GaN晶体管需要感性输出阻抗，如图4所示。因此，这种理论方法是完全的。在本节中，一个用于合成实数到复数低通匹配的更实用的方法被引入。
图8 常见的宽带匹配网络。（a）小波反射原理。（b）磁耦合结构c（多级低通阶梯网络。（d）多阶带通阶梯网络）
图9 ADS频率响应对比：（a）传统的低通滤波器（b）带通滤波器（低通匹配网络[23]）
B.多级低通匹配网络的综合
滤波器理论中众所周知的是，一般来说更高阶的设计会导致更宽的带宽和更陡峭的阻带衰减[22]。低通匹配网络的设计也是如此。在L带式E类功率放大器设计中，最佳负载阻抗实际上随频率变化，如图4所示。该随频率变化的阻抗的实部约为10（Z_(L,1.6G)=10 8j），存在5:1的转化比例。为了在整个倍频带宽且内实现这个比例且带内波纹小于0.1dB，低通网络至少需要三阶，就像在[23]中的理论讲的。一阶或两阶低通匹配网络要求带内纹波为0.9-1.4和0.2-0.3。由于目标阻抗是复数，因此在设计过程中有两个主要如下面描述的步骤。
步骤 1）第一步是设计一个在所需带宽内5：1实部到实部的切比雪夫低通匹配网络。带宽为80％的三阶5：1低通原型变换是从[23]提取的，如图10（a）所示。这些g元件表示低通变换的具有1欧姆阻抗和1rad/s角频率的归一化系统[23]。这个原型被放大到50欧姆的中心频率f0=1.6GHz的系统，通过
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