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用于汽车应用的双向DC-DC转换器的数字控制
Hrishikesh Nene
C2000系统和应用
德州仪器
Stafford，Texas，U.S.A
h-nene@ti.com
摘要
本文提出了一种用于汽车应用的基于微控制器处理的隔离双向DC-DC转换器。它具有同步整流的移相全桥架构（PSFB），在降压模式下，从高压DC总线/电池对低压电池充电；在升压模式下，可以控制能量从低压侧电池反向流向高压总线/电池。对于降压模式，PSFB峰值电流模式控制（PCMC）的实现方法特有自适应零电压开关（ZVS）和各种同步整流体系。对于升压模式，有源钳位电路可限制推挽开关的瞬态电压过冲，推挽级可通过电压模式和平均电流模式进行控制。数字控制可以在相同硬件上实现不同功率转换器的控制方案，在不同操作模式之间实现无缝转换。系统操作的实验结果已在600W系统上得到验证。在降压模式下，对于高于10％额定负载的所有负载在宽负载范围内的ZVS和平滑同步整流器模式转换中具有恒定的高系统效率。本文中呈现了用于所有操作模式的波形生成以及功能细节。
1介绍
双向DC-DC转换器经常用于可能需要双向功率流的应用中。混合动力车辆 (HEV) 和电动车辆 (EV) 电力电子元器件被设计用来在正常工作模式下，将电能从高压电池 (400V/600) 提供给低压电池 (12V)。此外，这些汽车电力电子元器件必须能够进行双向的DC/DC转换，以便在紧急状态下，当HEV/EV需要启动升压时，由低压电池为高压电池供电。典型的系统包括在高电压（HV）侧的全桥功率级，其在低电压（LV）侧与全桥或推挽级隔离。在图1所示的系统中，隔离变压器的HV侧上形成全桥的四个MOSFET开关和在中心抽头的LV侧上的两个MOSFET开关，其在降压模式中用作同步整流器，在升压模式中用作推挽开关。使用位于LV侧的32位微控制器实现两个功率流方向的闭环控制。随着具有优化的控制外设的高性能微控制器的可用性，除了处理监控和通信功能之外，还可以使用微控制器关闭这些系统中的控制回路。
图1.系统框图
1.1降压模式
移相全桥（PSFB）拓扑允许所有开关器件使用零电压开关（ZVS）进行开关，从而降低开关损耗和有效的转换器。在[1 - 6]中描述了实现ZVS的不同方案。然而，这些方案在宽负载范围上不提供ZVS或使用额外的组件，这可能不实用。在本文中，通过基于负载条件改变死区持续时间，在整个负载范围内实现ZVS。由于其固有的电压前馈，自动逐周期电流限制，通量平衡等优点，峰值电流模式控制（PCMC）是功率转换器的高度期望的控制方案。这里PCMC方案是使用先进的片上微控制器功能为PSFB阶段实现的。 对于具有低输出电压和/或高输出电流额定值的系统，实现同步整流而不是二极管整流通过避免二极管整流损耗实现了最佳的性能[8,9]。这里讨论不同的同步整流器开关方案以在变化的线路和负载条件下实现最佳性能。
1.2升压模式
推挽级可以通过电压模式控制（VMC）、PCMC或平均电流模式控制（ACMC）进行控制。在这种模式下，HV侧全桥开关可以被关闭，它们的体二极管可以用于整流。推挽开关上的瞬态电压过冲需要被限制或被钳位以确保可靠的操作和/或允许选择具有较低额定值的开关，可以使用无源缓冲电路。然而，这些是有多余损耗的，并且负面地影响了系统效率。 [10-11]描述了添加有源钳位，其用于在升压模式中钳位这些电压尖峰的双重目的，并且还有助于在降压模式中用于滞后的全桥的支路开关的零电流开关（ZCS）（全桥的ZVZCS控制）。然而，钳位电路必须设计成处理满载电流增加系统的成本和尺寸。此外，当MOSFET用作全桥开关（而不是IGBT）时；ZVS可以在降压模式下相对容易地实现，并且可以不需要ZCS。在[12]中提出了一种谐振有源钳位技术，其采用基于BJT的自整流驱动器。然而，为了获得最佳效率，需要精确的谐振槽设计，而不能实现影响可靠性的精确开关时序。在本文中，使用MOSFET开关实现有源钳位机制，该开关由精确的定时控制驱动。系统操作的实验结果已在600W系统上验证。
2系统操作
系统操作如图1所示，可以分别解释降压和升压模式。
2.1降压模式
在该模式下，转换器用作移相全桥DC-DC转换器，以从高压DC总线/电池对低压电池充电。 MOSFET开关Q5和Q6用于同步整流以减少开关损耗并提高系统效率。同步整流器可以工作在三种可能的模式之一，以优化不同负载条件下的系统性能。转换器可以通过VMC或PCMC控制进行控制。如图2所示，给出了PCMC操作中的PWM信号和变压器电压和电流波形。
在PWM切换周期的每一半中，当变压器HV电流达到命令的峰值参考值时，驱动前桥臂开关（Q2 / Q3）的PWM信号之一被立即“复位”，结束功率传输阶段。驱动相同引脚（Q3 / Q2）中另一个开关的PWM信号在相应的死区时间后为“置位”。
图2.降压模式波形（PCMC）
PSFB DC-DC转换器利用电路中的寄生元件，在全桥MOSFET开关导通之前确保全桥MOSFET开关上的零电压。对于这里讨论的系统，右桥臂（前桥臂）开关上的开关转换结束功率传输间隔。当发生右桥臂开关上的转换时，HV绕组中的电流接近其半周期的最大量值。在该时间期间，反射的负载电流辅助HV电路中的循环能量，这使得右桥臂中的开关两端的电压可以接近零伏。可以在整个负载范围内为右桥臂开关实现ZVS。随着负载的减小，需要增加用于右桥臂开关的死区时间以实现/接近ZVS。左桥臂（滞后桥臂）开关上的开关转换开始功率传输间隔。在左桥臂开关过渡期间，HV绕组电流减小。它跨过零电流值并改变方向。这导致ZVS的可用能量较低。事实上，对于在低负载条件下在左桥臂开关上的开关转换，开关之间的电压在接通之前可能不会变为零，通过在跨过它们的电压处于最小时将左桥臂开关接通，可以将开关损耗保持为最小，这称为谷开关或低电压开关（LVS）。 随着负载改变左桥臂开关应该被接通以实现LVS改变的时间，需要死区时间调整，如右桥臂开关。 在运行时调整死区时间（DT1和DT2）以适应线路和负载的变化，从而在所有条件下实现/接近两个支路中的开关的ZVS。
还使用控制器的片上斜率补偿机制提供适当的斜率补偿。 在一个支路中PWM的“复位”和“设置”动作导致驱动两个支路的PWM信号之间的相移。 该相移的量决定从HV侧向LV侧传输的能量的量。
同步整流器可以在任何给定时间以三种模式中的一种工作。模式0是通过保持同步整流器关断实现的经典二极管整流模式。它对于同步整流器开关损耗大于同步整流获得的功率节省的非常低负载操作是有用的。当在极低到低负载下工作时，模式1是有用的。在这种模式下，只有当相应的一对对角线桥驱动信号重叠时，同步整流MOSFET才导通。模式2适用于所有其他负载范围。在此模式下，只有当相应的一对相反的对角线桥驱动信号重叠时，同步整流MOSFET才关断。
如图3所示，给出了在微控制器中实现的PCMC控制方案的软件框图。
图3.降压模式PCMC控制
软件电压环路控制器和/或平均电流环路控制器用于实现LV电池充电算法，而片上比较器和数模转换器（DAC）硬件用于实现内峰值电流控制环路。
2.2升压模式
在该模式下，转换器用作推挽式DC-DC转换器，因为LV电池辅助HV DC总线/电池。 HV侧的全桥开关保持断开，其体二极管用于整流。 MOSFET开关Q5和Q6由相对于彼此具有180度异相的gt; 50％占空比信号驱动。 在每个充电间隔结束时，有源钳位开关（Q7）短暂接通，当Q5或Q6关断时，限制这些器件的瞬态电压尖峰。 下面说明如图4所示的升压模式操作。
图4.升压模式波形
t0-t1 在t0之前，Q6为ON，Q5为OFF。在t0，Q5导通。升压电感器L1中的感应能量增加，IL1上升。
t1-t2 在t1，Q6截止。 当Q1和Q3的体二极管导通时，LV侧上存储的感应能量开始放电，该电感能量具有在Q6两端产生大电压尖峰的趋势。 通过在t1处将Q7接通而大大限制了该尖峰（图4）。 这利用了Cclamp充电限制由L1和反射的HV侧变压器漏电感造成的电压尖峰。
t2-t3 在t2，Q7截止。 Q7只需要在电压尖峰可持续的时间量内导通。 当Q7的漏极电压下降到钳位电容器电压减去Q7两端的电压时，钳位电容器中存储的能量返回到系统。 这发生在间隔t1到t4期间的某个时间。 在该间隔期间，Q1和Q3的体二极管继续导通。
t3-t6 t3-t4期间的操作与t0-t1完全相同， t4-t6期间的操作与t1-t3期间的操作完全相同，除了在t4处Q5截止并且Q2和Q4的体二极管在HV侧导通。
如图5所示，给出了在微控制器中实现的VMC控制方案的软件框图。
图5.升压模式VMC控制
如图6所示，给出了在微控制器中实现的ACMC控制方案的软件框图。
图6.升压模式ACMC控制
3实验和仿真结果
以下是图7所示的600W双向DC-DC系统的规格列表。
bull;HV直流电压范围= 200V至430V
bull;LV直流电压范围= 6V至16V
bull;LV电流= 50A（最大值）
bull;功率= 600W（最大）
bull;100 KHz PWM开关频率
控制算法在Texas Instruments TMS320F28035 32位微控制器上实现。
图7. 600W双向系统
3.1降压模式模拟结果
变压器HV侧电压（黄色迹线-ch＃1），感测的HV电流（蓝色迹线-ch＃2）和用于一对对角开关（紫色迹线-ch＃3和绿色迹线-ch＃4）的PWM栅极驱动信号 ）在12％和96％额定负载下工作时，分别如图8和图9所示。
图8. 12％负载时的降压模式波形
图9. 96％负载下的降压模式波形
分别在图10和图11中示出了在12％负载下的前导和滞后支路开关的零电压开关（ZVS）和低电压开关（LVS）波形。
图10. 12％负载下的ZVS（超前桥臂）
这里，漏极到源极电压由紫色迹线 - ch＃3示出，栅极到源极电压由绿色迹线 - ch＃4示出。
图11.在12％负载下的LVS（滞后桥臂）
在整个负载范围内的ZVS和/或LVS开关帮助在宽负载范围内实现高效率数字，如图12所示。对于大于10％额定负载的所有负载，获得大大超过90％的系统效率，峰值效率超过95％。
图12.降压模式效率
3.2升压模式模拟结果
首先使用Plexim的PLECS仿真工具模拟升压模式操作。 图13示出了稳态下的仿真结果。 出于仿真目的，假定所有器件都是理想的，并且不包括有源钳位电路。这里，顶部迹线是HV总线/电池电压，中间迹线是通过电感器L1的电流，底部迹线是在点“a”和“b”之间测量的变压器的高压绕组两端的电压。
在撰写本文时，已经验证了高达40W的操作的升压模式操作。有源钳位电路的使用大大改善推挽开关Q5和Q6上的峰值电压尖峰。
栅极到源极电压Q6（紫色迹线 - ch＃3），漏极到源极电压Q6（蓝色迹线 - ch＃2），变压器高压侧电压测量点a和b之间（绿色迹线 - 4），并且对于图14和图15中的两个操作点示出了通过电感器L1的电流（黄色迹线-ch＃1）。
图13.升压模式仿真结果
图14. 350V输出时的升压模式结果
在电感器L1电流上注意到一些高频振荡。这些可以归因于由低电压电路中的寄生元件引起的振荡。消除这些振荡需要MOSFET Q5和Q6的可能变化以及电感器L1的重新设计。
图15. 300V输出时的升压模式结果〜40W
4结论
本文提出了一种数字控制双向DC / DC转换器系统，PCMC控制实现的PSFB级与自适应ZVS / LVS跨宽负载范围和不同的同步整流方案提出了降压模式操作。基于VMC和ACMC的控制方案用于升压模式操作，其通过利用有源钳位电路以推挽配置操作系统来实现。有源钳位提供了一种有效的方式来限制推挽开关上的瞬态电压尖峰，而不使用有损耗的无源组件或显着增加系统尺寸和成本。实验结果表明在降压模式下在宽负载范围内具有良好的效率。升压模式操作的实验结果似乎与模拟结果非常匹配。微控制器用于实现所有控制环路，所有工作模式并生成所有PWM驱动波形。这提供了数字控制解决方案独有的控制智能水平，同时还提供了处理所有监控和通信功能的能力。
5参考文献
[1] R. A. Fisher, K. D. T. Ngo, and M. H. Kuo, “A 500 k Hz, 250 W Dc-to-DC converter with multiple outputs controlled by phase-shift PWM and magnetic amplifiers,” in Proc. High Frequency Power Conversion Conf., 1998, pp. 100–110.
[2] J. A. Sabateacute;, V. Vlatkovic, R. B. Ridley, F. C. Lee, and B. H. Cho, “Design considerations for high-power full-bridge ZVS-PWM converter,” in Proc. IEEE APECrsquo;90, 1990, pp.
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