双交错升压转换器在所有占空比上的软开关操作外文翻译资料

 2022-08-14 16:11:30

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双交错升压转换器在所有占空比上的软开关操作

摘要：为了将缓冲器辅助零电压和零电流转换双交错升压转换器的工作范围扩展到其固有的软开关极限D = 0.5，建议使用谐振脉冲变压器代替谐振电感器。变压器的1：2匝数比可确保在所有占空比值下缓冲电容器都完全放电，以利于主开关器件导通时实现零电压零电流开关。拓扑的有效性已通过SPICE仿真得到证实，并通过20 kW SiC金属氧化物半导体场效应晶体管转换器进行了演示。该原型在20 kW，112 kHz，320–600 V的电压下运行，可实现98.7％的效率，而在6 kW下可实现98.2％的效率。考虑到辅助电路中的附加损耗，与硬开关操作相比，20 kW时的开关损耗降低了74％，总损耗降低了54％。

1引言

为了在多千瓦DC-DC转换器中实现高功率密度，正在考虑使用宽带隙器件，例如SiC金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）。SiC器件可实现高频操作，这有可能减小笨重的无源元件的尺寸，但是，开关损耗和电磁干扰（EMI）问题仍然会限制可实现的工作频率[1]。软开关技术可以消除大多数开关损耗，并且还具有降低EMI的潜力[1]。文献[2]中提出了一种软开关SiC转换器，该转换器将双交错升压转换器和相间变压器（IPT）的优点与缓冲辅助的零电压和零电流转换（SAZZ）转换器的优点相结合。与硬开关操作相比，该原型的开关损耗降低了50％，并且在12.5 kW，112 kHz和400 V的条件下工作时，效率达到98％。

多kw DC-DC变换器的软开关电路包括不同的SAZZ拓扑，这在最近的文献中得到了广泛的讨论[3-13]。此外，在有隔离要求的多kw级传输应用中，串联谐振变换器(SRC)拓扑已经被报道[3-6]。虽然所有的原型在其额定条件下都显示了97%以上的效率，但这些拓扑的主要缺点是体积庞大的高频隔离变压器和有限的软开关操作范围。针对双级系统[7]中SRC变换器的不足，提出了一种零电压开关(ZVS)升压变换器，以提高软开关的工作范围。固定输入电压虽然提高了SRC变换器的软开关负载范围，但是前端boost变换器的ZVS范围有限，降低了整个变换器的软开关范围。由于采用了两级转换，在2.4 kW的额定条件下，该变换器的效率为84%。在[8]中提出了另一种改进的SRC拓扑结构，使用比传统全桥SRC多一倍的设备数量来减少隔离变压器的尺寸和损耗。然而，电路复杂性和增加的传导损耗是[8]的显著缺点。

SAZZ转换器已经被一些作者研究用于不需要隔离的应用。单相和多相的版本已经在[9-13]中被报道使用Si和SiC设备，SiC原型提供了更高的效率。之前的研究也说明了交错版本的电路如何达到更高的功率密度[11,13]。

SAZZ变换器的一个限制是，只有当占空比(D)为gt;0.5时，才有可能实现软开关，而当D lt; 0.5时，由于输出和输入之间的电压差不足，缓冲电容器不能完全放电。解决这个问题的一种方法是用mosfet作为同步整流器来代替主二极管，从而允许在谐振电感中建立足够的电流，以便在D lt; 0.5[14]时进行软开关。除了增加的晶体管外，这种方案还需要复杂的开关控制，由于增加的晶体管的传导时间延长，可能会导致比硬开关更大的导通损耗。另一种方法是利用上面二极管的反向恢复在谐振电感[15]中产生足够的电流。然而，这种解决方案需要一个慢的二极管，这限制了缓冲电容器的选择。此外，该设计还针对低功耗(250w)、D lt; 0.5的操作进行了优化。还存在一些其他技术来扩展软开关区域，如在辅助电路中使用电容分压器[11,16]，或使用额外的电容器来存储和回收共振能量[17];在这两种情况下，平衡电容器电压都是一个挑战，控制变得更加复杂。

本文采用1:2匝比的小脉冲变压器代替传统SAZZ拓扑结构的谐振电感，使变换器的软开关区域得到扩展。改进的拓扑结构保证了整个占空比范围内的软交换操作。随着存储在器件输出电容和其他寄生电容中的能量的恢复，消除了主器件的开关损耗，大大降低了关断损耗。实验结果表明，在不增加控制复杂度的情况下，零电压-零电流合闸电路可以实现全占空比的开关。最后，变换器的损耗击穿证实了软开关操作优于硬开关操作。

2电路说明和操作

图1带谐振脉冲变压器的SAZZ双交错升压转换器（灰色部分代替了谐振电感器[2]）

该变换器拓扑结构是SAZZ双交错boost变换器与IPT[2]的改进，如图1所示。谐振电感被一个脉冲变压器所取代，Xa的匝数比为1:2。一个额外的二极管(Daux3)和RC缓冲电路也添加到新的配置，以确保有序的运作。

软开关操作依赖于脉冲变压器的漏感、漏电流与缓冲电容器CS1和CS2之间的谐振，主设备输出电容可形成缓冲电容器CS1和CS2。辅助开关器件Qaux1和Qaux2恰好在Q1和Q2开启前开启，使缓冲电容器与脉冲变压器的漏感谐振放电。这保证了主器件的零电流开关和辅助器件的零电流开关。此外，缓冲电容器能量通过脉冲变压器回流到电源。在关断过程中，缓冲电容器保证主开关的ZVS关断，由于辅助电路中的电流在关断暂态之前很久就变为零，所以辅助开关在关断过程中是用ZCS关断的。附加的二极管Daux3防止脉冲变压器的反向导电。

在传统的SAZZ拓扑结构中，缓冲电容器和辅助电感与全输入电压谐振，使得D lt; 0.5时缓冲电容器不能完全放电。在提出的电路中，只有一半的输入电压存在于谐振回路中，因此缓冲电容器可以在所有的占空比下完全放电。因此，通过将辅助电路中的电压减半，脉冲变压器扩展了软开关的工作范围。最后，附加在辅助电路中的RC缓冲器抑制了由Daux3的关闭所引起的寄生振铃。

3拓扑结构和工作波形分析

在D lt; 0.5和D gt; 0.5条件下变换器的理想稳态波形如图2所示，与常规双交错升压变换器的波形完全相同。为了保证电路的交错运行，Q1和Q2的门脉冲相互延迟半个周期T/2。为了说明变换器的软开关操作，图3和图4分别给出了D lt; 0.5时考虑完全耦合IPT的等效电路和理想波形。图3给出了主要的8个子周期，其中1 / 2的开关周期为T0-T8，图4给出了相应的主要电流和电压波形。为了简化分析，两个图中均忽略了RC缓冲电路。变换器作为主开关器件，其工作是对称的，Q1和Q2的工作具有半周期延迟。图4a所示为半开关周期内变换器的波形，图4b所示为零电压零电流开关(ZVZCS)打开瞬态时的扩展图。虽然图3和图4对应的是D lt; 0.5条件，但软切换过程与D gt; 0.5条件类似。其中，VgsQ1、VgsQ2、VgsQaux1、VgsQaux2为主、辅开关的门电压，Vcom为IPT中点电压，VL1为主电感间的电压，VdsQ1、VdsQ2为主开关器件的漏源电压;Iin和IL1分别为输入电流和主电感电流;ILa和ILb是IPT的缠绕流;IdsQ1和IdsQ2为主开关电流;ICS1、ICS2、Iaux1、Iaux2为缓冲电容器和辅助开关电流，ID1、ID2为二极管电流。输入和IPT绕组电感被认为是足够高的，它们不会影响谐振过程。

3.1 子期间T0

在这个子周期内，变换器工作在传统的双交错升压模式下，二极管D1和D2导通，Vcom等于输出电压，IL1有一个下降的梯度。

3.2 子期间T1

在时间t1时，辅助开关Qaux2打开，便于软开关。当前的ID2从D2转换到Qaux2。当Iaux2开始在脉冲变压器中流动时，Daux3变为正向偏压，变压器的二次电压Vsec等于输入电压。脉冲变压器的漏感、漏电流保证了辅助开关的开启。然而，它也创造了一个额外的电压通过变压器初级(Vpri)，这取决于Iaux2的梯度。这个电压增加了另一个辅助支路上Daux1的反向电压。

3.3 子期间T2和T3

在t2时刻，电流换相结束，D2停止导通，CS2通过与Lleak共振开始放电。由CS2、Qaux2、Daux2、Lleak和脉冲变压器初级组成的谐振电路，由于变压器的匝数比为1:2，其输入为Vin/2。因此，在t3时刻，当缓冲电容器和辅助电流均达到峰值时，缓冲电容器电压降至Vin/2。在升压转换器Vout - Vin/2总是大于Vin/2，在所有的占空比，缓冲电容器可以完全放电。在t3的传统SAZZ拓扑中，缓冲电容器电压降至Vin，因此当Voutminus;Vin小于Vin (D lt; 0.5条件)时，缓冲电容器不能完全放电，发生部分硬开关。在t3之后，电流开始减小，在t4处，电容电压降为零，电容电流ICS2转移到Q2的反并联二极管，形成Q2的ZVS条件。根据D的值，IL1在这两个子周期的某个点上达到最小值IL1_LOW，然后开始增加。

图2转换器的理想稳态波形

  1. Dthinsp;lt;thinsp;0.5,
  2. Dthinsp;gt;thinsp;0.5

3.4 Sub-period T3b

辅助电流Iaux2在t4之后通过Q2的反并联二极管，如果Q2的门脉冲不是在t4时开始。这个子周期为主开关的零电压开关打开提供了一个窗口，因为缓冲电容器电压被夹到零，直到辅助电流下降到输入电感电流的一半。

3.5 Sub-period T4

在这个子周期中，Q2的电流上升为IL1/2, Daux2和Daux3的辅助电流为零。在t5时，Iaux2几乎为零，因为只有一个小的磁化电流在脉冲变压器中流动，使Qaux2被安全地关闭。Qaux2的关断引起了Daux3的寄生电容与脉冲变压器的磁化电感之间的共振。一个RC缓冲电路需要通过Daux3来控制相关的暂态。

3.6 Sub-period T5

转换器工作在传统的双交错升压模式，二极管D1和晶体管Q2传导，Vcom是一半的输出电压和IL1继续增加，直到下一个子周期开始。

3.7 Sub-period T6

Q2在t6时关闭，缓冲电容器CS2充电，确保ZVS在Q2时关闭。当Q2和Qaux2的电压都变为Vout，电流开始在D2中流动时，子周期结束。

3.8 Sub-period T7

首被告及次被告在该段期间的行为与T0相类。电感电流，IL1从峰值开始减小，IL1_HIGH。

由于转换器的对称操作，从t8开始的Q1将出现类似的子周期。D gt; 0.5的ZVS瞬态与图4中D lt; 0.5的情况相同。但是，电路中的稳态电压和电流波形发生了变化，如图2b所示。

4电路分析与原型设计

该变换器在除谐振周期外的大部分开关周期内都作为双交错的升压变换器工作。因此，电压转换比、输入电感、IPT纹波电流和输出电压纹波的计算与传统硬开关双交错升压变换器相同。然而，需要精确的定时计算来产生辅助开关的门脉冲。

4.1辅助开关的时序计算

子周期T1、T2、T3、T3b的总时间为辅助脉冲保证ZVS的最大时序超前。为有序的操作,辅助脉冲的最小宽度必须间隔之和T1 T4确保辅助电流达到辅助开关关闭之前几乎为零。每一个辅助开关前必须关闭打开的其他辅助开关以确保正确的操作。T1、T2和T3可以用(1)和(2)来计算，由图3和图4得到

其中Cs = CS1 = CS2, Lleak为脉冲变压器的漏感。从图3中分别求解其子电路方程，可以计算出T3b和T4，如下式所示:

IL1(t1)和IL1(t2)可以近似为输入电感电流的最小值IL1_LOW。因此

其中Zo为谐振电路的特征阻抗，由

图3转换器等效电路(D lt; 0.5)

公式（1），（2），（4）和（5）可用于计算辅助开关的时序。辅助开关的最大允许提前时间（T最大值）是T1至T3b的总和，最小（T分）是T1至T3的总和。该拓扑中的T3b是传统的缓冲辅助零电压和零电流过渡双交错升压转换器（SAZZDIBC）拓扑[2] 的两倍。由于T3b为打开主设备提供了一个窗口，因此更大的 T3b将降低生成辅助栅极脉冲的控制复杂度。上面的等式也可以用来选择适当的辅助组件，这将在下一小节中讨论。

4.2设计注意事项

设计了20 kW，320–600 V的升压转换器，以验证拓扑操作和电路分析。开关频率（fsw）固定为112 kHz，以与传统[2]的SAZZ拓扑进行比较。电路参数及其选择标准如表1所示。

此处，L差异（IPT）是IPT绕组的总差分电感，

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