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一种运用于混合能源汽车的具有宽电压增益范围的开关电容双向DC-DC的变换器
摘要
这篇论文提出了一种用于混合能源电动汽车的具有高升压/降压电压增益的开关电容双向DC-DC变换器。该变换器具有电路简单、元件数量少、电压增益范围宽、电压应力小、应用场合普遍等优点。此外，其同步整流器允许在没有任何额外的硬件的条件下零电压开通和关断，这提高了变换器的效率。我们研制了一台300W的样机验证了该变换器具有宽电压增益范围——低压侧输入变化的电压(40 - 100v)，在高压侧可得到恒定的电压(300v)。该变换器在降压模式下的最高效率为94.45%，在升压模式下的最高效率为94.39%。实验结果也验证了该拓扑结构的可行性和有效性。
关键词:双向DC-DC变换器(BDC)，电动汽车(EVs)，混合能源系统(HESS)，开关电容，同步整流，宽电压增益范围。
一、引言
为了应对化石燃料作为交通运输的主要能源(包括减少库存和污染排放)的挑战[1]，[2]，电池驱动的低排放或零排放的电动汽车越来越受欢迎。虽然电池的发展进步可以为电动汽车提供更高的总体性能，无限制的充放电电流(即冲击电流)会缩短电池的使用寿命，同时也降低了效率[3]。以电池和超级电容的组合作为电动汽车的混合能源系统(HESS)被认为是一个很好的方式来提高车辆的整体效率和电池寿命[4]。超级电容器具有高功率密度、高循环寿命以及非常好的充放电效率等优点。它们还可以立即提供一个大的瞬态功率，因此适用于满足突然的电动汽车功率变化，如加速或上坡。该混合动力系统可以充分利用电池和超级电容器的性能:超级电容为汽车的加速和再生制动提供动力，电池满足大容量储能密度的要求，适用于汽车的长距离运行[5]。该系统的一个挑战是超级电容的端电压较低，在充电或放电时变化范围较大。因此，需要一种具有宽电压增益范围的双向DC-DC变换器来连接低压超级电容和高压直流母线。
双向DC-DC变换器(BDC)有两大类，即隔离变换器和非隔离变换器。隔离变换器，如半桥和全桥拓扑，是使用变压器实现的[6]-[8]。此外，[6]中的半桥变换器需要中心抽头变压器，导致结构复杂，而[7]和[8]中的全桥变换器需要更多的半导体器件。高频变压器和耦合电感可用于隔离变换器以获得高的升压和降压比[9]-[11]。而在[9]中，实现双向潮流需要10个功率半导体和2个电感。[10]中的变换器除了变压器外还需要两个电感，[11]中的变换器使用了三个电感。这些变流器结构复杂，成本高，难以规范设计。当高频变压器匝数比增大时，绕组匝数也相应增大，变压器的漏感可能导致开关跃迁过程中主半导体间的高压尖峰。为了减小漏感引起的电压应力，提出了在[12]中采用有源箝位电路的双向DC-DC变换器和在[13]中采用反激缓冲器电路的全桥双向DC-DC变换器。此外，[14]中的双有源桥变换器和[15]中的移相全桥变换器也利用漏电感实现软开关，并将存储在漏电感中的能量转移到负载上。当输入输出电压与变压器匝数比不匹配时，功率开关损耗会急剧增加[16]，从而降低了变换器的效率。
对于非隔离的拓扑，例如Cuk和Sepic/zeta变换器，它们的效率低，因为他们使用级联配置的两个功率级。传统的buck-boost变换器因其高效率和低成本而成为低压应用的良好选择。但由于半导体具有电压转换范围窄、电压应力大、占空比大等缺点，不适合应用于混合能源系统的电动汽车。在[19]中，双向DC-DC变换器的电压增益有了很大的提高，但是功率半导体上的电压应力仍然等于高压侧的电压应力。[20]和[21]中双向三电平DC-DC变换器功率半导体的电压应力是传统buck-boost变换器的一半，但其电压增益范围仍然很小。另外，该变换器的低压侧和高压侧负极由功率半导体连接，两者之间的电位差为高频脉宽调制(PWM)电压，可能会导致额外的维护问题和电磁干扰(EMI)问题。[22]中的双向三电平DC-DC变换器的低压侧和高压侧共地，但该变换器的电压增益仍然有限。此外，该变换器需要复杂的控制方案来平衡浮动电容电压。高双向电压转化率、较低的电压应力通过功率半导体这两点可以用[23]中的变换器选择合适的占空比来实现,但这种变换器仍存在许多问题,如元件数量多,以及高频PWM电压之间的低压和高压。[24]中的多电平变换器可以在功率半导体上实现高电压增益和低电压应力。然而，这种转换器需要更多的功率半导体，导致损耗增加，成本增加。
开关电容变换器结构简单，控制策略易于扩展。他们使用不同的充放电路径为电容器转移能量到低压或高压一方，以实现高电压增益。因此，开关电容变换器被认为是超级电容器与高压直流母线接口的有效解决方案。在[25]和[26]中提出了单电容双向开关电容变换器，但其效率较低。通过软开关技术提高了[27]中变换器的效率，但同时也增加了许多额外的元件。彭等人[28]提出了一种跨功率半导体的极低电压应力的多级双向变换器，但需要12个半导体，其低电压增益、控制复杂、结构等缺点限制了其应用。[29]和[30]中的高电压增益双向变换器只需要4个半导体，然而[29]中变换器的最大电压应力为高压侧，[30]中变换器的最大电压应力高于高压侧，这将增加变换器的开关损耗，降低变换器的转换效率。[31]的双向变换器只需要3个半导体，但其电压增益范围仍然很小。另外，该变换器的低压侧地和高压侧地通过电感连接，也会产生额外的EMI问题。最后，[32]中的转换器大大提高了转换效率，但它需要三个电感和更多的功率半导体，这增加了传导损耗，使设计更具挑战性。尽管指数型开关电容变换器具有较高的升压能力，但由于其涉及多个不同的高电压等级[33]，因此相对于开关和电容电压应力而言，其性能较差。
为了满足电动汽车高功率系统中超级电容器双向变换器的要求，本文提出了一种采用同步整流的高倍率BDC，如图一所示。提出的变换器的主要贡献在于，在需要较少的元件且电压应力降低的情况下，具有较宽的电压增益范围的综合优势。此外，同步整流器允许零电压开关的开关过程不需要任何额外的硬件。因此，功率转换的效率得到了提高，电源开关的利用率也得到了提高。虽然提出的转换器有一个高电压增益，它是建立在没有磁耦合的前提下，这可以简化变换器的设计，因为消除了耦合电感的需要。最后，该变换器由于其输入电感能提供连续的电流，且在动态平衡的开关电容电压下能有效地利用开关电容，因此适用于电动汽车的应用。
论文行文如下：第二部分介绍了开关电容双向DC-DC变换器的拓扑结构，第三部分分析了提出的变换器的工作原理，第四部分对变换器的稳态特性进行了分析，第五部分给出了实验结果。
- 变换器的提出
图一展示了所提出的开关电容BDC，它由四个功率半导体Q1minus;Q4、四个电容器和一个电感L组成。和是低压侧和高压侧的储能/滤波电容器，为开关电容器，是一个储能/滤波电感器。此外，功率半导体和可以构成开关电容网络，包括开关电容单元、和。，是通过低压侧和高压侧的电流，是通过的电压。
图一 开关电容双向DC-DC变换器拓扑结构
三、工作原理
为简化该变换器的稳态分析，假设其工作条件为:1)变换器的功率半导体和储能元件均为理想状态，变换器工作在连续导电模式下；2)所有的电容都足够大，使得每个电容器电压在每个开关周期内都被认为是恒定的。
- 升压模式
当能量从低压侧流向高压侧时，通过控制功率半导体Q1和Q2、Q3、Q4的反并联二极管，输出电压由上升。是对应电源开关在升压模式下的电压应力,是 Q1的占空比。图二为典型的升压波形，图三给出了该变换器的电流路径。
图二 该变换器在升压模式下的典型波形
图三 变换器在升压模式下的电流路径(a)模式一(b)模式二
模式一:功率半导体Q1开启，Q3的反并联二极管打开，Q2和Q4的反并联二极管关闭，该变换器的电流路径如图2(a)所示，直流电源的能量传递给电感L，同时C1由电容器C2充电，为负载提供能量。
模式二:功率半导体Q1和Q3的反并联二极管关，Q2和Q4的反并联二极管开，该变换器的电流路径如图二（b）所示，C2由电感L充电，同时C1放电，充电，直流电源和C1为负载提供能量。
如图二图三所示，当所提出的开关电容双向变换器以升压方式工作时，电流流入相应的反并联二极管。这将导致效率更低，以及功率半导体的利用率更低。因此，本文进一步提出了一种具有同步整流的高升压/降压比开关电容BDC。
图四给出了所提出的开关电容BDC在升压模式下同步整流的工作原理。功率半导体Q1根据图四(a)中所示的门信号S1进行开关，在死区时间内，电流必须流过的相应反并联二极管,如图四（b）所示。否则，由于图四（a）中所示的门信号S2、S3和S4具有较低的通态电阻和通态压降，电流将在受控功率半导体Q2、Q3和Q4中流动。另外，当Q2、Q3、Q4同步整流运行时，它们的门信号会被死区时间提前关闭。在死区时间内，由于反并联二极管的正向压降，流入Q2、Q3、Q4对应的反并联二极管的电流及其两端的电压应力接近于零，如图四（b）所示，因此Q2、Q3和Q4的受控MOSFET管被ZVS关闭。同样地，Q2、Q3和Q4的门信号将通过延迟死区时间开启。在死区期间，电流在Q2、Q3、Q4对应的反并联二极管中流动，然后在Q2、Q3、Q4的受控MOSFET管中流动，因为它们的通态电阻较低，如图四（b）所示。因此，Q2、Q3和Q4的受控MOSFET管也通过ZVS打开，从而进一步提高了变换器的效率。
图四 双向变换器的同步整流工作原理（a）门信号和在升压模式下的死时间（b）升压模式的电流路径
B、降压模式
当能量从高压侧流向低压侧时，通过控制功率半导体Q2、Q3、Q4和反并联二极管Q1来降低输出电压至。是降压模式下对应电源开关之间的电压应力。d2与d4的关系可以写成，其中d2和d4分别为Q2和Q4的占空比。图五为典型降压模式下的波形图，图六给出了该变换器的电流路径。
图五 变换器的典型波形为降压模式
图六 变换器在降压模式下的电流路径(a)模式一(b)模式二
模式一：功率半导体Q2和Q4打开,电源半导体Q3和反并联二极管Q1关闭,该变换器的电流路径如图六（a）所示，L从电容器C2充电，同时C1从充电，直流电源为负载提供能量。
模式二：功率半导体Q3和Q1的反并联二极管打开，功率半导体Q2和Q4关闭，该变换器的电流路径如图六（b）所示，L在放电，同时C2由电容C1充电由充电,为负载提供能量。
图七给出了所提出的开关电容BDC在降压模式下的同步整流工作原理。功率半导体Q2, Q3, Q4根据门信号S2、S3、S4开关，如图七（a）所示，在死区时间内，电流必须流过Q1对应的反并联二极管，如图七（b）所示。另外，由于Q1的导通电阻和导通电压降都较低，所以电流可以在受控功率半导体Q1中流动，如图七（a）所示。因此，同步整流器Q1的可控MOSFET管也通过ZVS开启和关闭。
图七 双向变换器的同步整流工作原理(a)降压模式下的门信号和死区时间(b)降压模式下的电流路径
- 双向潮流控制策略
基于上述工作原理，双向潮流控制策略如图八所示。实验配置框图如图八（a）所示，对传感器进行采样，得到电压和电流，并在TMS320F28335 DSP控制器上实现了变换器的电压、电流回路。
如图八（b）所示，根据功率流控制信号(由TMS320F28335 DSP控制器计算)提出的BDC在升压模式和降压模式之间切换。当时，工作在升压模式，电压由电压回路中参考电压的电压控制器控制，同时，电流控制器利用电流回路中的参考电流来控制反馈电流，选择图二和图四（a）中相应的PWM方案在升压模式下生成门信号S1minus;S4。
同样地，当U= 1时，变换器工作在降压模式:电压由带有参考电压的电压控制器控制，反馈电流由参考电流(与参考电流极性相反)的电流控制器控制,选择图五和图七（b）中相应的PWM方案在降压模式下生成门信号S1minus;S4。
图八 双向潮流控制策略(a)实验配置框图表示(b)双闭环控制策略的实现
四、稳态特性分析
A、稳态电压增益
1）升压模式下的电压增益:如图二、图三（a）所示，当S1 = 1时，C1和C2并联，使C1和C2上的电压相等。根据图三（a）、(b)以及L上的伏特-秒平衡原理，可得:
.
(1)
因此，将式(1)化简可得:
(2)
根据能量守恒定律，， 因此
(3)
其中，分别为上升模式下的平均电流，由式(2)可知，该变换器在升压模式下的电压增益为，为常规buck-boost变换器电压增益的两倍。此外，C1和C2的电压应力可以降低到输出电压的一半。
2）降压模式下的电压增益：如图五、图六（b）所示。当S2 S3 S4 = 010时，5和6(b)、C1和C2并联，使C1和C2的电压相等。根据图。6(a)和(b)，以及L上的伏特-秒平衡原理，可得:
⎧
.
(4)
因此，将式(4)化简可得:
(5)
将代入 式（5）
(6)
其中，分别为降压模式下的平均电流，由式(5)可知，该变换器降压模式下的电压增益为，为常规buck-boost变换器电压增益的一半。此外，C1和C2的电压应力仍
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