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三相PWM-PFC整流器
摘要：本文提出了一个新的3相（或电流源型）PWM- PFC整流器。本文首先讨论了这种类型的脉宽调制整流器的优缺点，然后介绍了新的功率电路拓扑和调制方案以达到消除或减轻其缺点，并得到进一步的新的优点的的目的。并以此引出降压型脉宽调制整流器的介绍。这种新型整流器的特点在于高效率，简单的调制过程，对线电流以及公用电压的失真有比较强的抗干扰能力。通过从12kW的原型实验结果可以证明直流电流纹波符合要求。
关键词：整流器；降压；三相；脉宽调制
1.引言
为了减轻由功率整流器引起的电力系统谐波污染Boost（或电压源型：VST）PWM-PFC整流器已得到很多应用。尽管Buck（或电流源型：CST）PWM整流器也能获得和Boost整流器一样的直流- 电压特性和PFC的工作性能，但这种类型的整流器用得比较少。原因在于其存在以下缺陷。
（1）需要串联快恢复二极管
在三相桥式Buck整流器中，二极管必须和开关（如IGBT或MOSFET）串联来获得反向阻断能力，因此，三相Buck整流器和Boost整流器相比要多六个二极管。这会使得成本更高并且传导损耗增加。
（2）需要大型直流电感
在升压整流减小直流电压纹波需要一个大电容，而在降压整流器减小电流纹波则需要一个大电感。一个大容量的直流电容器若使用电解电容可以节省成本，并且可以减小其大小，重量和功率损耗。而直流大电感则会导致的成本，尺寸，重量以及功率损耗显著上升。因此，降压整流器在各方面的性能都不及升压整流器。
（3）同时需要直流电感和直流电容
大多数的直流负载或功率转换器（例如：一个交流电动机驱动系统或UPS系统或直流 - 直流的变换器电信能源系统转换器）需要直流电压源。因此，直流电容器必须并联在整流器的输出端。因此，直流电感和直流电容在降压整流器中都是必需的，而升压整流器只需要一个直流电容器。
（4）直流电压低时效率会比较低
降压整流器与升压整流器相比有一个优点，那就是降压整流器可以输出较低的直流电压。但此时流经直流电感的电流一般比较大，这个大直流电流通过双桥臂（由一个可自关断的器件和快恢复二极管串联）和一个庞大的直流电感时产生的功率损耗大，因此效率较低。
然而，降压整流器与升压整流器相比也具有一些优势。列举如下：
- 直流电压可控且可为0
降压整流器可以产生比交流输入电压低的直流电压，特别是其电压可以为零，这是一个非常宽输出电压控制范围
- 不需要预充电电路
直流电压从0可控结意味着不用像Boost整流器增加一个预充电电路去避免由于在启动时或零电荷状态时对直流电容快速充电而引起的浪涌电流产生的冲击。
- 可以不使用电解电容
电解电容器相对易损，因此电路维护比较麻烦。与升压整流器相比，在低频条件下，直流电流（或直流电感电流）在降压整流器中不需要大的元件。因此，降压整流器的直流电容器的容量可以显著降低。因此，降压整流器中可以用普通的电容去代替电解电容。利用这一优势，降压整流器的缺点3可得以缓解。
如果上述降压整流器的4个缺点可以消除或大大减轻，这种类型的整流器就可用于实践，并由于其3个优点可以提供比升压整流器更好的性能。“PFC整流器和逆变器级联系统”（例如：UPS或交流电机驱动系统）和“PFC整流器和DC-DC变换器级联系统'（如：电信能源系统）通用的输入电压标准对降压整流器来说是一大优点。
为了讨论其应用，可以考虑以具有双输入电压标准（200V和400V）的“整流器和逆变器的 DC-DC转换器级联系统“为例。在输入电压为200V的情况下，升压整流器必须选择恰当，并且控制电压必须在350~400V之间。如果这个整流器是在输入电压为400V的情况下再次被选用，其输出电压会达到700~800V。因此，所有的电路包括整流部分而且中间直流电路和逆变部分或设计为200V输入电压的输入级联系统的DC—DC转换部分必须重新设计，用可以承受400V 输入电压的设备来代替。为了避免这种情况发生，我们可以在交流输入电压较高的情况下使用降压整流器。如果使用降压整流器，那么在产生相同的直流电压的情况下，其交流输入电压要比升压整流器低。该以下阶段的规格，包括级联的反相器或者使用DC-DC转换器，两者在不同的输入交流电压的情况下可得到相同的结果。由此可以使得设计和生产过程变得简单，并可以在避免在直流中间电路和逆变电路中产生过电压。这一点可以作为降压整流器的另一个优点。
此外，在这种情况下，降压整流可避免效率低的缺点（参考缺点4），因为被控制的直流输出电压必须要接近最大值限制（例如，输入交流电压为400V时，直流输入电压为350至400V）。事实上，成品整流器的效率（额定交流输入电压，直流- 输出电压和功率分别是415V，350V12KW)会在额定最大功率时达到95％。通过对以上应用的目的的研究，即三相PFC整流器和逆变器或DC-DC双交流输入电压规格变频器级联系统中，作者和一个如本文介绍的工厂合作开展了联合项目。
2电源电路
目标产品的降压PWM-PFC整流系统如图1.1所示。电源电路包括一个3相电源（，和表示线电压）、噪声滤波器、由三个滤波电感以及三个三角形联接的交流电容组成的开关频率谐波滤波器、三相桥式降压（或电流源型）PWM整流器、续流二极管、直流电感器、直流电容器和直流负载。三相桥由六个桥臂组成，每个桥臂上有由一个GBT串联快恢复二极管组成。虽然随着IGBT的反向阻断能力非常适合这个整流器，但是其在市场上还没得到广泛应用。
在常规的方案中，直流电感电流的续流路径是通过两个桥臂的串联实现的（例如，上桥臂中的Z臂由和和组成，下桥臂由X臂的相组成）。但由于电流流过两个电桥臂，这会导致导通损耗升高。
图1.1 三相桥式降压整流系统
由于在同一相两个串联的IGBT必须同时触发以提供续流通路径，并且为了减少IGBT的开关次数，触发的相位需要合理选择，所以生成触发的PWM信号的过程会比较复杂。
为了避免这些问题，一般在桥臂上并联一个快恢复二极管（即图1的dfw）作为续流二极管。虽然在这种拓扑结构中功率不能通过二极管反馈回电源侧，但是在大多数的应用包括这一个项目中，只要可以其可以在整流条件下使用即可。
3 新的调制方案
为了克服其缺点，并进一步获得新的优点，我们在降压整流器的PWM控制方案中引入了两个新技术。其一，参考三相桥降压整流器的等效电路改进为人熟知的简单的VST逆变器/整流器和指PWM方案从而得到更为简单PWM调制过程。第二个方法”脉冲区域PWM”（PAB-PWM），这个方法可以消除调制错误和交流输入时线电流失真PWM调制后引起的直流电感电流的纹波（尤其是低频区域）。虽然在三相对称的正弦波经理想的PFC调制过程中不产生低频纹波，但在实际情况中，如果电感值比较小，那么不可避免地产生低频纹波。这就是为什么在传统的降压整流器中需要大电感的原因。传统的三相降压整流器中，一个几十mH的直流电感是必不可少的。但对于PAB-PWM电路，的低频纹波并不是由于线电流的失真引起的。因此，直流电感器的电感值可显著减小（至小于1.0mH），这可以大大弥补其缺点2和缺点3。
3.1型PWM触发信号生成方案
传统的三相桥电流源性（CST）PWM逆变/整流器的PWM调制方法（即PWM门极触发信号的生成过程）相比于的三相桥电压源型（VST）PWM逆变/整流器的PWM调制方法是更为复杂的。本节的重点是得到一个简单的三相桥电流源型（CST）PWM整流器（即降压整流器）的PWM信号的生成方法。对传统的PWM调制方案复杂的原因做出一个简单的解释。在这种解释中，我们先回顾为人熟知的用于VST整流器/逆变器的基于三相载波比较的PWM调制的方案。然后，参照此方案，我们可以得到一个新的一个新的简单的PWM调制的方案。
3. 1.1桥式VSTPWM逆变器/整流器脉冲调制信号的产生过程
图3-1(a)是一个三相桥VSTPWM逆变/整流器的电源电路，它由六个开关（~ ）和串联连接的两个幅值相同的直流电压源组成。交流侧端子（X，Y和Z）在逆变器的情况下连接到三相交流负载，在新型交互式逆变器或脉宽调制整流器的情况下通过线路电感（图3-1（a）中未示出）工作。在实际应用中，直流侧的中位点“O”和三相交流侧的中性点“M”（Y型连接时三个电阻的联接点）的选取并不是必要的，但为了便于进行接下来的讨论在此做了定义。图3-1（b）是图3-1（a）整流器的等效电路，四个交流电压源（，，和）为星型连接。得到这个等效电路的讨论如下。
图3-1 三相桥VST整流器/逆变器及其等效电路
图3-2显示了VST以及Buck变换器的PWM模式的生成过程信号的波形（一个半周期的PWM调制信号）。PWM在背面整流器的引用稍后讨论，图3-2中的左手坐标系在此省略。并且PWM信号产生过程是基于“三角载波比较”的方式。
在3相桥的VST PWM逆变器/整流器中，3三相PWM门控信号的作用在于使得三相桥产生的三相电压可以得到和参考电压类似的波形，参考信号通常用三相对称的正弦波。图3-2（a）所示的为载波三角和三个为参考信号的波形。三个参考信号在基波频率上是三相对称正弦波形，在图3-2（a）非常短的时间内视为不变的常量。通过对载波和参考信号的比较（即），三相电压的PWM波形（）如图3-2所示。最下面的图显示的是中性点M、O之间的电压的波形。参照这三个PWM波形图，可得六个开关（至）的触发条件。例如：当触发信号来到时，PWM的波形[在图3-2（b）]依然为正则上桥臂J的开关（“J”是X，Y或Z）开通。同理得的开通条件。
如图1-1所示，续流路径由续流二极管提供，所以续流回路的触发脉冲不是必需的。因此，有图3-2（c）所示的三个PWM波形就足够了。X、Y或Z相中的上桥臂的开关（为例），下桥臂开关（为例）分别在相PWM信号保持在正和负电平时被触发，另一方面，当PWM信号保持为零没有开关会被触发。
图3-2 降压PWM-PFC整流器的工作波形
图3-1所示的电路里的电压有如下关系：
因为三相电压之和（）可能不为零，因此，可能不是零（参见方程3），由此可得图3-2（b）的最后一个波形。
必须指出，这种2级相电压的PWM波形可以比较简单地通过比较参考相电压以获得触发脉冲（），并且采用如上所述的载波信号可以避免三个门极触发信号的相间干扰。
通过参照图3-2（b）中的四个电压波形，我们可以得到、3相桥的VST逆变器/整流器等效电路如图3-1（b）所示。相电压（）通常用V MO来表示。
参照图3-2(b)以及方程1的三相电压（）关系，我们可以得到如图3-2（c）所示的线电压（）波形。
3-1-2使用传统的PWM方案的三相桥CST PWM逆变器/整流器
尽管VST逆变器/整流器的PWM过程比较简单，但常规的CST逆变器/整流器却并非如此 。其过程是如何复杂及其为什么复杂在此进行说明。CST逆变器/整流器的线电流可为正的直流电流，零或为负，所以电流为一个三个电平PWM 波形。其次，在三相三线制的系统中，三个线电流之和在任何时候都为0，如图3-2（c）所示的PWM波形满足线电流的两个要求，所以它们可以是线电流的PWM波形 （）（参考右手坐标系）。
在传统的PWM方案，我们总是设法产生三个电平以得到三电平的PWM波形，由于在任何时间线电流之和必须为零，相与相之间相互独立的VST逆变器/整流器不能在这种情况下适用的相电压的PWM模式。这是VST（相电压）和CST（线电流）之间的一个巨大差异。此外，线电流的PWM波形也是三电平的，这使得产生该PWM波形的过程变得复杂。加之在使用CSTPWM逆变器/整流器时，图3-2（c）的波形必须考虑直流电流续流路径的触发脉冲，这使得其PWM过程更为复杂。这个可作为CST的缺点5。
3-1-3三相桥CSTPWM逆变器/整流器的合理的PWM方案
如之前所提到的，图3-2（c）的三电平PWM波形对CST逆变器/ 整流器的线电流PWM波形有利（除了续流回路的触发脉冲），并且这些波形可通过在图3-2（b）所示的两电平PWM图波形中获得。而在两电平PWM波形容易 从 图3-2（a）所示的“载波比较”方式中获得。因此，这个复杂的有两个要求（即线电流总和等于零和三电平波形）的线电流的PWM波形可以间接通过简单的处理以获得如图3-2（b）所示的两电平PWM波形。这是处理降压整流器PWM的基本思路。
为了系统地解释新的PWM方案，本文提出了一个三相桥PWM降压整流器的等效电路如图3-3所示。该电路由3个两电平 PWM电流源（）三角形连接而成 。三角形的顶点（X，Y和Z）外接三相电压。3个两电平PWM电流源（）对应于图3-2（b）所示的VST变流器的三相电压（）。这些PWM电流（称为“Delta;电流“，下同）是假想的在实际情况中不能观察到，而相电压则在实际电路存在。
图3-3 降压整流器的等效电路
开关的状态（即开通状态或者关闭状态），线电流（即）和Delta;电流（）都在表1上列出。只有当上下桥臂各有一个开关同时处于开通状态，电路才开通。三相桥六个工作状态（除去同一相的上桥臂和下桥臂开关同时导通的情况）如表1的模式I至III所示，模式和为续流 模式即所有开关在桥保持在断开状态的，而续流二极管处于导通状态。表1（a）所示为工作状态六个开关状态的组合。其线电流如表1（b）所示。在续流模式中（即，和），三个线电流之和为0，另一方面，Delta;电流可得出两电平波形，从而，每一个Delta;电流提供了两个状态.所有状态数为8，如表1（c）所示。
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