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多相同步降压转换器与一个完全集成的电流平衡方案
摘要
本文提出一个多相同步降压转换器的方案，其中开关相的相数有检测到的平均负载电流决定。最大开关相数目为四相。开关电感的直流电阻（DCR）被用于检测平均电流与平衡各转换相间的负载电流。瞬时电感电流被检测用于产生脉冲宽度调制（PWM）信号。此多相同步降压转换器在0.13-mu;m BCDMOS工艺上实现，当输入电压为2.8V，输出电压为1.0，V输出电流为2.0A时，达到最大电源效率91.1%。
关键词: 电流平衡; 电流传感; 电感线圈直流电阻（DCR）;多相降压转换器
术语
N 开关相数 主转换器脉冲宽度调制的电压 fnof;s开关频率（HZ） [n]从转换器n脉冲宽度调制的电压
L 电感L的电感系数 主转换器的ACS的平均输出电压
电感L两端电压 [n]从转换器n的ACS的平均输出电压
电感的直流电阻 检测到的主转换器ACS的平均电流
流经电感L的电流 [n]检测到的从转换器n的平均电流
用于检测电感DCR的电容容值 [n]从转换器n的均流电流的输出电流
用于检测电感DCR的电阻阻值 主转换器的开关节点电压
电容两端电压 [n]从转换器n的开关节点电压
转换器输出电压 转换器输入电压
能带隙产生的参考电压 转换器输出电流
误差放大器的输出电压 [n]相流控制的控制代码
检测到的主转换器电感L的瞬时电流 CBC的积分器输出电压
[n]检测到的从转换器n的电感L的瞬时电流 时钟发生器的时钟信号
主转换器脉冲宽度调制的人工斜坡电流 分频信号
[n] 从转换器n脉冲宽度调制的人工斜坡电流
Ⅰ.引言
对于一个移动设备的系统芯片来说，其电源需要具有大电流驱动能力，大功率效率，快速负载瞬态和小外形尺寸。就此方面,一个多相开关型直流-直流转换器较单相型直流-直流转换器有较多优点[3]-[5]。若一个多相的直流-直流转换器工作于N相的交错模式下，纹波的频率会为Ntimes;fnof;s,其中fnof;s为图1所示一个四相转换器的开关频率。由此，电压和电流的纹波振幅将会被大大削弱，这也大大降低了对输入，输出滤波器的要求。一个N相直流-直流转换器的各转换开关和电感器导通流过的电流将为流过提供相同功率的传统型单相直流-直流转换器各转换开关和电感器的N分之一。因此，散热可由多相转换器的各相所分担，整体可由承受更高的功率。
然而，多相直流-直流转换器需要更多组成元件，它的控制方式可能会复杂得多。并且如果在多相开关相中有任何的电流不均衡，上述所提及的多相操作的优点将不复存在。如果各相开关都配合得很好，负载电流将会平均分配到多相开关的各相。开关切换各相配合不当将会导致明显的电流不均衡并且其中一相将会比其它各相流经更大电流。这会引起流经过大电流的一开关相散热更多，从而产生热失衡现象。更值得引起注意的是，如果一旦有电流不均衡现象将引起比预期多相操作中更大的纹波。因此，必须制定均衡电流方案即使在多相开关转换中有任何配合不当。否则这些元件都必须要能承受即便是在最坏电流不均衡情况下的最大电流和散热。
许多均流方案已经被提出[8]-[18]。通常各开关相中流动的电流被感测然后一个电流平衡环根据感测到的电流平均分配负载电流。测知此电流的最简单的方法为将一个小电阻与此开关电感串联然后测量此电阻两端的电压降落[8]-[11]。这个串联的传感电阻将消耗一部分功率因此电源效率将会下降。在[12]中,多相开关相的其中一相被指定为主相，其它从相的转换责任由流经各个从转换器与主转换器的平均电流的差来控制的，多相转换器的平均电流由感测晶体管感测。流经感测晶体管的电流也可能引电源效率下降。功率晶体管的导通电阻可被用于电流检测[13],[14],[19]。然而，功率晶体管的导通电阻随着输入、输出电压，温度和制作工艺的变化而变化，因此，感测的精度可能较差。
转换电感的直流电阻可被用来检测电感电流[15]-[18]。一个简单的低通RC网络可与一个电感并联从而获得电感两侧的直流电压，同时可得流经直流电阻的电流，电感在图2中所示。电感L两侧的电压为
(1)
上式中L是电感，为电感的直流电阻，是电感的电流。滤波电容器两端的电压为
(2)
如果与的值相等，那么电容两端的电压与电感电流成正比，即
(3)
为了利用电感的直流电阻来感测流经此电感的电流值，低通RC电路的元件参数值和必须根据电路中L和的值来选择以满足=，这对于一个高度集成的直流-直流转换器来说是不可能的，因为和在芯片上而L不在芯片上。
在本文中将引入一种多相同步降压转换器，它包含一个瞬时电感电流传感器和一个平均电感电流传感器分别用于脉冲宽度调制和平均电流。转换电感的直流电阻用于检测平均电流。前面提及的基于电感直流电阻的电流检测可由所提到的此技术实现。
本文第Ⅱ节将阐述此多相同步降压转换器的运行原理和它的电路实现。实验结果将在第Ⅲ节给出，最后在第Ⅳ节总结此文。
Ⅱ.多相同步降压转换器
A.架构
图3所示为最大开关相数为四的多相同步降压转换器的架构。四相之一被指定为主相其它三相为从相。主相独立工作于电流控制模式下，其它从相在电流平衡控制下提供和主相相同大小的电流。
在主转换器，输出电压与带隙基准源产生的基准电压比较产生误差电压。为了防止分谐波振荡，检测到的同步电感电流和人造的斜坡电流在电阻上叠加以产生脉冲宽度调制信号.此PWM信号与误差电压比较产生控制功率晶体管的开关切换信号。主转换器有两种电流传感器，为瞬时电流传感器（ICS）和平均电流传感器（ACS），分别用来检测瞬时电感电流和平均电感电流。ICS提供用于对主转换器的独立控制。ACS的输出和分别用来平衡主、从转换器的输出电流和确定工作开关的相数。
从转换器的工作原理与主转换器的相似除了从转换器的人工斜坡电流[n]是由电流平衡电路（CBC）控制以保证电流平衡。CBC调节人工斜坡电流[n]，因此从转换器的ACS输出[n]与相等，从而保证从转换器的平均电流与主转换器的相等达到电流平衡。
图4为多相同步降压转换器的运行时序图。如果流经从转换器的平均电感电流比主转换器的低，即[n]比低（高），CBC的输出电流[n]是正极性的（负极性的），人工斜坡电流[n]是下降的（上升的）。从变换器的占空比变大（变小），反过来引起从转换器电感电流[n]的上升（下降）。
因为此研究中的同步多相降压变换器的目标是移动应用，波形因数十分关键，采用2,25-MHZ的高开关频率来降低无源元件的尺寸。为降低电磁干扰（EMI）噪音和切换损失，可使用如零电压切换（ZVS）等软开关技术，虽然本研究中未采用此技术[20]。
B.平均电流传感器
为达到电流平衡，需准确测量流经主变换器的平均电流。如图5所示，一低通滤波器RC电网被用于检测流经转换器的平均电感电流。从（2）中看出，如果=的条件不满足，电容两侧的电压不再正比于瞬时电感电流。但是，电容两端的平均电压电平lt;gt;总是正比于平均电感电流lt;gt;即使，因为
(4)
电阻两端电压通过反馈回路跟踪电容两端，反馈回路由误差放大器和pMOS晶体管、组成。流经电阻电流与/相等，然后流传到，最后ACS的输出由于的存在只与直流相关，
（5）
因此，电压输出指示着平均电感电流。
如果电感电阻不匹配，检测所得多相开关相的电流将产生于电阻成比例的错误。因此，检测平均电感电流的准确度由的匹配度所决定，推荐尽可能选用小变化率的DCR。
误差放大器被设计为拥有轨对轨的共模输入范围，它的输入偏差由斩波技术抵消，如图5（b）所示[21].
所给晶体管的电流为
(6)
用来决定由相流控制器（PCS）启动的切换相数，PCS的原理将在下文引出。
C.瞬时电流传感器
此电流控制方案提供快速瞬态响应，因为在任何瞬时条件下斜坡信号都会立即变化因此切换信号的占空比可以作调整而不用等待输出误差放大器的变化。对于ACS，电感电流的变化无法立即在变换器的控制上有所体现因为它只检测平均电感电流的值。对于快速暂态响应，主、从转换器通过ICS来检测瞬时电感电流，见图6.
当pMOS功率晶体管导通，pMOS晶体管也处于导通状态，短接了节点 与 。反馈环由误差放大器和晶体管组成，使跟踪,进而跟踪流经pMOS功率晶体管Mp的电流被转移到Mps,以1:1/N的比率，通过设置：=1:1/N.流经晶体管Mps的电流Ips接着转换到晶体管处为。检测到的瞬时电感电流与人工斜坡电流相加产生PWM电压.
当pMOS功率晶体管Mp截止，晶体管导通，节点与输入短接，电流变为零。
如果ICS输出的平均值可被低通滤波器采集到，那么ICS同样可用于均衡电流那么将不再需要ACS。流经nMOS功率晶体管的电流将被附加ICS检测到，这两个ICS输出的平均值之和用于均衡电流。ICS的电流镜像比率对于最小功率损失来说非常大因此将两ICS输出相加可能导致测量误差过大。因此，为了均衡电流我们需要用到ACS中电感的DCR。
D.相流控制器
如果主转换器和所有从转换器同时工作，轻载时的工作效率将会非常低，因此，转换相数需要根据负载情况相应的控制[22],[23]。处于工作状态的开关相数由相流控制器（PSC）控制，如图7(a)。被检测到的流经主、从转换器的平均电流、[n]流经电阻和电容,它们两端电压为
(7)
由（4）和（6）可得，可等于
(8)
因为平均输出电流lt;gt;与所有转换相的平均电感电流之和相等，（8）可写为
(9)
因此电压与平均输出电流lt;gt;成正比，可被用于控制处于运行状态的切换相数的数目。
的电压电平与基准值、相比较。如果比参考值、高（低），比较器CMP1(CMP2)变成高电位，激活的开关相数将增加（减少）一相，如图7（b）所示。当激活的开关相数是4（1），参考值（）被设为(GND)，比较器CMP1(CMP2)失效。
为了确定最佳相位脱落点以确保最大功率效率，模拟了在各种输入电压和输出电流并在不同数目开关相处于激活状态下的电源效率[24]。在仿真中，假设电感的是40m，当输入电压为5.0V(2.8V)时，nMOS和pMOS功率晶体管的导通电阻分别是11m（18m）和26 m（42m）。nMOS（pMOS）晶体管的输入输出电容分别为280Pf(230pF)和130Pf(165pF)。根据此次仿真，最佳相位脱落点如图8所示。例如当为5.0V，单相运行时最大电源效率在lt;1.5A时取得，四相运行时最大电源效率在gt;3.8A是取得。最佳相位脱落点在1~2相运行，2~3相运行，3~4相运行时可分别通过公式0.36（-0.74），0.65（-0.74）和0.9（-0.74）获得。如果两参考电平和与（-0.74）成正比，PSC可使同步降压转换器运行于最优转换开关的数量下，保证最大电源效率。
PSC采用的参考电平和由
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