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一种用于高压光伏系统的ZVS三端口DC/DC变换器
Junyun Deng , Student Member , IEEE, Haoyu Wang , Senior Member , IEEE, and Ming Shang
摘要--在基于高压总线的光伏系统中，需要一个电力电子接口来管理光伏板、电池和高压直流总线之间的功率流。本文提出了一种新颖的三端口DC/DC拓扑结构。脉冲宽度和相移提供两个自由度来有效地调节功率流。在一次侧，由于采用交错结构，输入电流纹波减小。这避免了在光伏终端上使用笨重的电解电容器。在二次侧，采用一个电压六折整流器用于提高升压比。这减少了变压器的二次侧匝数。此外，二次侧MOSFETS和二极管的电压应力降低到输出电压的三分之一。零电压开关和零电流开关分别在所有功率MOSFETS和二极管之间实现，并在扩展范围内实现。设计并测试了一个连接电池组、光伏电池板和760伏直流母线的500瓦变流器样机，以验证概念的证明。实验结果验证了电路的功能和理论分析。
索引: 高压母线、相移调制、脉宽调制(PWM)、三端口变换器(TPC)、零电压开关(ZVS)。
一、 导言
基于光伏的微电网系统、与半桥逆变器、三相四线逆变器和中性点箝位逆变器兼容的760v高压直流母线正成为一个有吸引力的解决方案[1]-[4]。由于光伏发电机和负载之间的功率不匹配，需要使用可充电电池作为能量储备。因此，在基于高压总线的微电网系统中，需要一个三端口转换器(TPC)来管理光伏板、电池和高压总线之间的功率流。微电网系统的示意图如图1所示。
图1，基于三端口760v直流总线的光伏微电网结构。
为了实现TPC管理，传统的方法是使用多个离散变换器[5]、[6]。这会危及功率密度和转换效率。此外，不同的控制策略，如最大功率点跟踪（MPPT）、电池充放电和负载调节等，都需要单独研究。
为了改进这一问题，提出了集成TPC的概念。该集成解决方案具有可重用电路元件、降低功率转换级和集中控制策略等特点。由于这些优点，集成TPC拓扑结构及其相应的控制策略近年来引起了广泛的研究关注。
集成TPC拓扑可分为三类：非隔离TPC、三端口隔离TPC和两端口隔离TPC。通过将耦合电感集成到boost或buck-boost拓扑中，可以导出多个非隔离的TPC。可实现中等占空比的高压增益。然而，由于高压母线应用中对电流隔离的要求，通常不考虑非隔离TPC。
除此之外，在[11]-[14]中提出了一些孤立的三端口TPC。这些转换器通常基于半桥、升压半桥或全桥结构。采用三绕组变压器实现多向功率流。变压器匝数比可以方便地定制，以适应不同的电压水平。然而，开关量大，导致制造成本和传导损耗增加。此外，磁性元件的设计也很复杂。
与三端口隔离方案相比，二端口隔离方案更具吸引力。它在高压侧和低压侧之间提供电流隔离，并且容易适应不同的电压级。此外，它还具有开关量减少和变压器设计简单的特点。此外，它还具有开关量减少和变压器设计简单的特点。通过将升压变换器集成到移相全桥(PSFB)变换器中，在[15]-[17]中提出了一组零电压开关(ZVS) TPCs。然而，PSFB拓扑存在一些固有的缺点，[18]：自由转动阶段的高导通损耗；一次侧MOSFETS的ZVS范围受限；由于输出滤波器的电感导致了占空比损耗；二次二极管的电压尖峰和反向恢复问题。为了改进这些问题，在[19]和[20]中提出了无输出电感的拓扑结构。该结构不仅减小了空载电流并消除了占空比损失，而且实现了二次侧二极管的零电流开关（ZCS），并且由于输出电容的钳位效应消除了电压尖峰。然而，光伏板上的电流纹波很大，而大纹波电流可能会降低光伏板的寿命[21]。在文献[22]中，提出了一种电流馈入的双端口双向DC/DC变换器来减小电流纹波。通过一次侧的PWM控制，变压器输入电压和输出电压的幅值匹配良好，因此减少了循环损耗，扩大了ZVS范围。其中，移相控制调节输出功率的大小和方向。但是，由于引入了第三端口，现有的控制策略无法直接部署到TPC。在[23]中，为了抑制电流纹波，在一次侧引入了交错技术。但在非连续导通模式下，电流应力和导通损耗都很大，且一次侧ZVS范围受到限制。文[24]提出了一种用于混合储能系统的ZVS多端口双向dc/dc变换器。二次侧基于有源全桥整流器。文[25]提出了一种三端口三相双向变换器。由于采用了交错结构，提高了功率容量，减小了电流纹波。此外，MPPT和输出功率控制分别由两个控制变量独立调节。为了扩展ZVS范围，文[26]提出了一种集成boost和LLC拓扑的TPC。但采用的是脉冲宽度和脉冲频率混合调节方案，这种控制方案难以实现。
值得一提的是，目前最先进的双端口隔离TPC大多在输出端采用半/全桥整流级。因此，为了实现较高的升压比，需要一台二次侧匝数较大的变压器。这会降低系统功率密度。此外，二次侧开关的电压应力等于输出电压或输出电压的两倍。这给高压应用中半导体的优化选择带来了挑战。级联H桥变换器是高压应用中的另一种选择，因为它具有模块化结构和简单的控制[27]–[30]。然而，它通常受到电容电压不平衡的影响[29]，[30]。
在文献[31]和[32]中，高压母线光伏系统采用电压四极整流器。该整流器具有二次侧匝数适中、高压侧电压应力低的优点。然而，光伏电池板的电流波动很大。此外，电压调节是基于奇异脉冲频率或相移调制。因此，将这些拓扑部署到三端口应用程序中是不可行的。
本文提出了一种新型的二端口隔离集成TPC。最初的想法在[33]中有部分阐述。
该拓扑是由交错boost拓扑和有源电压六折整流器导出的。有源整流器上的移相带来了另一种调制方案，它适应三端口潮流控制。这使得它成为基于高压总线的光伏系统的一个很好的候选者。与现有技术相比，它具有以下优点：
1） 光伏电池板电流纹波明显减小；
2） 有效地扩展了ZVS和ZCS范围；
3） 变压器二次侧匝数适中，可实现较高的升压比；
4） 二次侧半导体的电压应力降低到输出电压的三分之一；
5） 在不同的工作模式之间实现平滑过渡。
本文的结构如下。第二节是拓扑描述和模态分析。第三节详细分析了变频器的特点。第四节给出了设计思路和控制策略。第五节给出了实验结果。第六节对论文进行总结。
二，所提议的转换器的设计
A、 拓扑描述与推导
图2示出了所提议的TPC的示意图。一次侧电路是两个同步整流升压单元的并联电路，包括两个电感（L1和L2）和四个功率MOSFETS S1-S4。与一定死区互补的S1和S2（S3和S4）的驱动信号。以180°相移的交错方式驱动两个并联相腿。S1门信号的占空比定义为D，从光伏板到电池的功率流可由D调节，变压器匝数比定义为1:n，在二次侧，S5和S6与固定的0.5占空比互补驱动。在S1和S6的开关模式之间施加一定的相移（beta;），以调节传递给负载的功率。相移比定义为Dph=beta;/pi;。
图2。提出的三端口拓扑的示意图。
所述拓扑的二次侧有源整流器起源于无源六折整流器[参见图3（a）]。图3（b）至（d）绘制了激活版本的示意图。激活版本启用辅助侧相移控制。因此，在TPC中可以很好地实现两条路径的功率流控制。
从三端口集成的角度，本文提出的变换器是由交错同步整流boost拓扑[图4(a)]和全桥移相拓扑与有源六叠整流拓扑[图4(b)]的集成而来。如图4(c)所示，这种集成可以实现从PV到负载的功率流。
图3。（a） 无源六文件夹整流器。（b）有源六文件夹整流器1。（c）有源六文件夹整流器2。（d） 有源六文件夹整流器3。
B、 工作模式和工作原理
由于光伏电池板的时变特性，变流器的运行可分为白天模式和夜间模式。图5示出了不同工作模式下的功率转换过程。在日间模式下，光伏电源被输送到负载。电池起到能量缓冲的作用，以补偿功率不匹配。在夜间模式下，光伏板被分离。电力从电池输送到负载。
根据D和beta;的范围，稳态操作有四种不同的状态。本文详细讨论和分析了Dlt;0.5和beta;gt;0时的主要运行状态。在这种状态下，在一个切换周期内有14种操作模式。考虑到电路的对称性，仅给出了半开关周期内的7种工作模式。
L1和L2相等，并且足够大以保持连续电感电流。二次侧电容足够大，电压纹波可以忽略。根据所提出的二次侧整流器的原理，Vcd和Vo的振幅之间的关系可以表示为
因此，标准化电压转换比k被定义为
以下分析基于kgt;1的假设。关键波形如图6所示，相应的等效电路如图7所示。
图4。不同功率流路径下的等效电路。（a） 光伏电池。（b） 电池到负载。（c） 要加载的PV。
图5，工作模式。（a） 日间模式。（b） 夜间模式。
模式一.[t0，t1）：在t0之前，S2，4，5接通，并且二次侧二极管D2，4导通。iLlk是阴性。L1和L2由光伏板通电。C5和C6在C4放电时充电。
在t0，s2关闭。电感电流从S1的源极流向漏极。当L2继续通电时，L1向电池释放电源。在死区期间，负电流放电输出电容器S1，2的（Coss）。在这个模式中，iLlk表示为
模式二。[t1，t2]：t1时，S1自然地通过ZVS打开。在该模式结束时，D2和D4自然关闭，不会出现反向恢复损失。iLLK开始流经S5并继续减少。
图6。临界稳态波形。
模式三[t2，t3）：在此模式下，C1充电，C2放电。Llk继续释放能量。模式III在iLlk过零时结束。
模式四。[t3，t4）：此模式下的等效电路与t模式III相同。但是，在t3时，iLlk为正并线性增加。Is5为正。这意味着IS5只流S5通道。在t4，s5断开；S6，D1，D3的体二极管开始导通。
模式五。[t4，t5）：在此模式下，is6仍然为负。这意味着二次侧MOSFETS的ZVS在没有死区的情况下自然发生。ILLK线性递减。此模式结束时，s1关闭。在模式V中，iLlk表示为
模式六。[t5，t6）：该模式与模式一类似。在此短时间间隔内，S2的Coss放电至零。这为S2创造了ZVS条件。t5、l1开始由光伏板通电。在这种模式下，iLlk表示为
模式七。[t6，t7]：在t6，S2通道在零电压下传导。在该模式结束时，s4关闭，s3的体二极管导通。t7时，Illk的振幅与t0时的初始值相同，但方向相反
三、 建模与分析
A、 电路建模与输出功率分析
所提出的拓扑可以简化为等效电路，如图8（a）所示。图8（b）所示的vab和 vcd的典型波形。
根据Fourier分析，vab和vcd可以表示为
式中
vab和 vcd的振幅可以导出为
Dlt;0.5的输出功率可导出为
式中beta; （0.5minus;D）pi;lt;pi;，PB，i为归一化功率
为了简化分析，只考虑了基本分量。相应的结果如图9所示。如图所示，输出功率曲线与D=0.5对称；beta;和2Dpi;-beta;对应于相同的Po。因此，存在两个对称的相移调节范围[0，Dpi;）和[Dpi;，Dpi; 0.5pi;）。在[0，Dpi;]中，随着相移角的增大，波幅增大。而在[Dpi;，Dpi; 0.5pi;]范围内，P0随着相移角的增大而增大。实际上，相移角被限制在一个特定的范围内。
在这种拓扑结构中，保持零电压开关状态需要一定的循环/无功功率。导出Dlt;0.5的无功功率为（12），并绘出相应的结果
图7，转换器等效电路。(a) 模式 I, t0le;t lt; t1. (b) 模式 II, t1le; t lt; t2. (c) 模式 III, t2le; t lt; t3. (d) 模式 IV , t3le;t lt; t4. (e) 模式 V t4le; t lt;t5. (f) 模式 VI, t5le; t lt; t6. (g) 模式 VII, t6le; t lt; t7.
图8。电路建模。（a） 等效电路。（b） 临界电压波形。
在图10中
然而，无功功率也会增加传导损耗和电流应力。从提高效率的角度来看，应该降低无功功率。为了简化分析，只考虑基本成分。根据（12）和图10，可以得出一些设计准则：Q随beta;的增大而增大。由于Po对应于两个对称的beta;，所以beta;越小越好；k也影响Q。当beta;很小时，Q在k=1左右最小化；
图9。不同占空比下输出功率与相移比曲线（kgt;1）。
当=0.5时，alpha;等于零。这会导致Q值增加，小Q对应于大Llk
B、 电压增益
一次侧本质上是一个交错boost变换器。因此，Vpv和Vbat之间的关系导出为
当二次侧MOFSETS的栅极信号被移除时，MOFSETS起二极管的作用。相应的beta;等
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