Fully laminated shell-type three-phase rotating transformer for brushless applications
Abstract: A fully laminated shell-type three-phase rotating transformer, appropriate for the most brushless applications, is proposed. The stationary and rotary parts of the proposed machine include both radially and axially laminated magnetic cores. Thanks to the special construction, the mechanical assembling of the proposed device in an integrated three-phase unit is very simple. In addition, a high permeance, low eddy current magnetic path is provided for the magnetic flux in the machine volume. However, to limit the core eddy currents in a normal range, a special geometry is selected for the radially laminated parts. Using the transformer magnetic equivalent circuit, the self and mutual inductances are obtained analytically. Based on the developed analytical model, geometrical dimensions are selected such that, a balanced three-phase machine is provided. Finally, finite-element analysis and experimental results are used to verify the obtained analytical model.
Nomenclature
List of the used symbols
g the air gap length between the stator and rotor teeth
htr the rotor slot depth
hts the stator slot depth
lr the width of the rotor yoke
L self/mutual/magnetising inductances
Nr the turn number of the rotor coil
Ns the turn number of the stator coil
rg the air gap radius
Rg the air gap reluctance between the stator and rotor teeth
Vm the amplitude of the phase voltage
Wt the width of the tooth
Ws the slot width
yr the length of the rotor yoke
ys the length of the stator yoke
omega; the angular frequency of the applied voltage
lambda; the flux linkage
phi; the flux of the stator/rotor coils
Subscripts
I the first type of the proposed rotating transformer
II the second type of the proposed rotating transformer
a, b, c phases a, b, c
l leakage
m magnetising current/inductance
r rotor
s stator
Superscript
0/ /minus; zero/positive/negative sequence
1 Introduction
In many industrial applications, it is necessary to transmit electrical power from a stationary source to a rotating load or circuit. Some of these applications are wound-rotor synchronous [1] and induction [2] machines, radar power supplies [3, 4] and spacecraft applications [5]. Although using of the brushed equipments is a simple, compact and low-cost solution, it is not reliable enough. In addition, brushed equipments need short maintenance periods and suffer from the mechanical wearing. To make a contactless maintenance-free solution, different brushless structures are proposed. In wound-rotor synchronous machines, brushless direct current (DC) exciters have been used [1]. In the DC brushless exciter, the load is a rotating diode-bridge rectifier, which energises the synchronous machine field winding. The primary winding is stationary with DC, whereas the secondary winding is a three-phase winding, which is fixed on the rotating part. The frequency and amplitude of the induced voltage in the secondary winding depend on the rotor angular velocity. Since the secondary winding output is supposed to be rectified, the induced voltage frequency is not important. The rectified voltage is controlled, simply, by the primary winding DC current. The produced electromagnetic torque in the brushless DC exciter is responsible just for the rotating parts Joulersquo;s loss and it is negligible.
In the doubly-fed induction machines, the rotor frequency is an important factor in the machine control. So, the brushless DC exciters are not applicable. Some suggestions such as cascaded induction machines [4], induction machine with nested-cage [6], doubly-fed machine with reluctance rotors [7, 8] and rotor-mounted inverter induction machines [9] have been proposed as brushless solutions. Against the brushless DC exciters used in the wound-rotor synchronous machines, in the cascaded induction machines, some electromagnetic torque and mechanical energy appear in the electrical energy transmission to the rotor circuit. Furthermore, the rotor frequency is a function of the rotor angular velocity and the stator frequency. The produced electromagnetic torque in the power transmission process and the dependence of
the rotor frequency on the rotor angular velocity make the control process difficult in the cascaded induction machines. The control complexity in the nested-cage induction machines or doubly-fed reluctance machines is more than the cascaded induction machines and they include more design constraints. To avoid the control problems, the induction machines with rotor-mounted inverters are proposed [9]. In this solution, the rotor circuit is fed by a rotating inverter which receives the control signal from a stationary controller. However, the process includes some difficulties in the
Fig. 1 Single-phase unit of the rotating transformer
a 3D view of the rotor with four AL parts
b Stator with 12 AL parts
c Side view of the single-phase unit
industrial applications. To overcome the mentioned problems, in [10,11] rotating transformers are used to energise the rotor circuit of the doubly-fed induction generator.
The rotating transformer [3, 5, 10–18] transmits the electrical power from a stationary source to a rotary circuit at a same frequency, without producing electromagnetic torque or need of any rotating power-electronic devices. Therefore the rotating transformer could be applied in all brushless applications with no limitation. In [3], two types of rotating transformer, adjacent coils and coaxial coils, are presented and compared. The rotating transformers in [3] are single
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全层合壳型三相旋转无刷变压器的应用
摘要：一个完全层压壳型三相旋转变压器，适用于大多数无刷应用程序。所提出的机器的固定和旋转部件包括径向和轴向的叠层磁芯。由于特殊的施工，所提出的设备在一个集成的三相单元的机械装配是非常简单的。此外，高磁导率，低涡流磁路径设置在机器体积磁通。然而，在一个正常的范围内，以限制的核心涡流，一个特殊的几何形状被选择的径向层叠部分。利用变压器的等效磁路，解析得到的自感和互感。基于所开发的分析模型，几何尺寸的选择，例如，一个平衡的三相机器提供。最后，有限元分析和实验结果被用来验证所获得的分析模型。
命名
所使用的符号表
G在定子和转子齿间的空气间隙长度
htr 高温气冷堆的转子槽深度
hts高温超导定子槽深
lr 转子磁轭的宽度
L自/互/磁化电感
Nr 转子线圈的匝数
Ns 定子线圈匝数
rg气隙半径
Rg 气隙磁阻之间的定子和转子的齿
Vm虚拟机的相位电压幅值
Wt 牙齿的宽度
Ws 槽的宽度
yr 转子轭的长度
ys 定子轭长度
omega; 施加的电压的角频
lambda; 磁通联动
phi; 定子/转子线圈的磁
下标
I 拟议的旋转变压器的第一种类型
II二类建议旋转变压器
a, b, c 阶段甲，乙，丙
l 泄漏
m 磁化电流/电感
r 转子
s定子
上标
0 / /minus;零/正/负序
1引言
在许多工业应用中，它是必要的，从一个固定的源发送到一个旋转的负载或电路的电功率。其中一些应用程序是绕线转子同步[ 1 ]和感应[ 2 ]机，雷达电源[ 3，4 ]和航天器的应用[ 5 ]。虽然使用的拉丝设备是一个简单的，紧凑的和低成本的解决方案，它是不可靠的。此外，拉丝设备需要短的维修周期和遭受机械磨损。提出了一种非接触式免维护的解决方案，提出了不同的无刷结构。在绕线转子同步电机、无刷直流（DC）的装置已被用于[ 1 ]。在直流无刷励磁机负载旋转二极管整流桥，这促使该同步机励磁绕组。初级绕组是固定的直流，而二次绕组是一个三相绕组，这是固定在旋转的部分。次级绕组的感应电压的频率和幅度取决于转子的角速度。由于二次绕组的输出应该是整流，引起的电压频率是不重要的。整流电压控制，简单地，由初级绕组直流电流。在无刷直流励磁机产生的电磁转矩负责只为旋转件的焦耳的损失，这是可以忽略不计。
在双馈感应电机中，转子频率是控制系统中的重要因素。因此，无刷直流励磁机不适用。一些建议，如级联感应电机[ 4 ]，感应电机与嵌套的笼[ 6 ]，双馈电机与磁阻转子[ 7，8 ]和转子式变频感应电机已被提出作为无刷解决方案。对用于绕线转子同步电机无刷直流励磁，在级联的感应电机的电磁转矩和机械能，一些出现在电能传输到转子电路。此外，转子的频率是一个函数的转子的角速度和定子频率。在功率传输过程中产生的电磁转矩和转子频率对转子角速度的依赖，使控制过程难以在级联感应电机。在嵌套的笼式感应电机或双馈磁阻电机的控制复杂度是多个级联的感应电机，它们包括更多的设计约束。为了避免控制问题，提出了转子式逆变器的感应电机的建议[ 9 ]。在这个解决方案中，由一个旋转逆变器，接收来自一个固定的控制器的控制信号的转子电路。然而，该过程包括在工业应用中的一些困难。为了克服上述问题，在[10,11]旋转变压器用于激励的双馈感应发电机转子回路。
图1旋转变压器的单相单元
a具有四个铝部件的转子三维视图
b12铝合金定子
c单相机组的侧视图
旋转变压器[ 3，5，10 - 18 ]在同一频率传输一个固定电源的电功率，不产生电磁转矩或需要任何旋转的电力电子设备。因此，旋转变压器可以应用于所有无刷无限制的应用。在[ 3 ]，2种类型的旋转变压器，相邻的线圈和同轴线圈，提出并比较。在[ 3 ]的旋转变压器是单相的固体固定和旋转磁场。在[ 5 ]中，数据和电源信号被传输的2个分离的旋转变压器，其核心是安装在同一个轴非常密切。提出并分析了一种新的用于高速应用的旋转变压器的结构，并分析了在[ 13 ]和[ 12 ]。在[ 12 ]中的结构没有在旋转部的磁路，并适用于在定子上的铁氧体磁芯。其他类型的单相高频旋转变压器的铁素体磁芯提出了在[ 14，17 ]。有限元分析法（15）对不同铁素体的旋转变压器的性能进行了研究。虽然铁氧体磁芯具有良好的性能，在高频应用中，它是不是一个合适的解决方案，低频率的高功率应用。在这些应用中，铁氧体磁芯可以用软磁复合材料（SMC）取代。然而，该叠层铁芯具有较低的磁芯损耗和较高的磁导率比SMC材料。在[ 16 ]单相铁氧体磁芯和铁芯旋转变压器的低电压应用的优化设计之间的比较。在[ 17 ]中，提出了一种高频、铁氧体磁芯旋转变压器，其导体损耗计算。
在大功率和低频旋转变压器，采用层压芯是不可避免的。一个轴向和一个平面完全层压旋转变压器的开发，在[ 10，11 ]，分别控制的伤口转子感应电机。为了有一个三相平衡电路，建议的结构是由三个分离的单相轴向/平面旋转变压器的单位，从而增加了机器体积和重量。由于在切向方向（在圆柱协调的方向）不能堆叠的层叠磁芯，旋转变压器在[ 10，11 ]遭受从非常困难的机械装配的层压。此外，复杂的分层在低功率密度和低机械变压器叠加结果承受。在[ 18 ]，提出并与平面和轴向旋转变压器的双定子单相变压器。类似地，在[ 18 ]的问题中，在径向方向上的层叠的层叠是一个大问题。
在本文中，一个完全层压壳型三相旋转变压器，适用于大多数无刷的应用程序，提出。变压器的固定和旋转的部分有一个特殊的建筑，包括径向叠片（RL）和轴向叠片磁芯（AL）。RL和铝部件提供高磁导率、低涡流磁路径在机器体积磁通。使用此配置，所提出的设备可以简单地组装在一个集成的三相单元。然而，限制在正常范围内磁芯的涡流，有必要选择RL部分特殊几何。所提出的机器是模块化的，简单的和强大的足以抵抗机械应力。此外，使用一个共同的磁路径的三个阶段，并采用层叠叠合磁芯，导致在一个高功率密度旋转变压器。
本文的组织如下：提出的旋转变压器是在第2节。在3节，利用变压器的等效磁路，解析得到自感和互感。基于所开发的分析模型，几何尺寸的选择，例如，一个平衡的三相机器提供。设计约束在第4节中讨论。最后，有限元分析和实验结果被用来验证在第5节中所获得的分析模型。
2建议旋转变压器
2.1机床几何
所提出的旋转变压器的单相装置的旋转和固定的磁性部件被显示在图中。A和B，分别。旋转变压器定子和转子包括RL和铝件。RL的部分是环形和放在靠近电机气隙。RL的部分如下：
（1）他们制造了一个均匀的空气间隙和一个转子角独立磁路作为结果。
（2）他们的气隙磁通达到定子和转子铝部件提供高导磁路径。
（3）他们提供在定子和转子线圈中的一些槽的旋转变压器。
（4）这些环由任何机械运动中的铝零件保持。
铝部件是由堆叠的I型叠片的轴插入提供的矩形通道的RL部分。
图2全层合式三相旋转变压器
a三维视图
b三相电机的简化侧视图
铝件连同RL部分提供高渗透，为初级线圈和次级线圈磁链低涡流路径。图1c显示机器的单相单元侧视图以及它的磁通路径。使用堆叠的铝和铁磁部件的流量是RL，总是通过叠片的方向进行。整合三个单相单位，建议三相旋转变压器的结果。由于在三相变压器，一个共同的磁路径用于相邻的阶段，所得到的变压器的重量和体积是远小于三个分离的旋转变压器。此外，三相变压器的模块化结构在制造过程中是一个有价值的优点。所提出的全层合式三相旋转变压器的三维视图和侧视图示于图。2A和B，分别。
2.2涡流障碍
如图1c所示，在所有的机械零件，磁通在叠片的方向。因此，局部涡流在机器铁部件是合理的。另一方面，定子和转子的RL部分环绕变转子铝部分磁通。所以一些涡电流在定子和转子的RL环诱导。阻止不需要的涡电流，定子和转子的RL环配备有一定的差距，如图3a所示。这些差距为涡流诱导高阻力障碍。由于定子RL部分不完全封闭定子铝零件，无涡流是由定子零件变磁通引起的。定子和转子结构的机械夹紧固定，如图3b所示。
2.3机励磁电流
与旋转变压器的其他类型相比，该机具有小而均匀的气隙和强磁路径，导致较小的励磁电流。然而，其励磁电流比传统的静态变压器励磁电流大得多。另外，类似于电力系统壳式三相变压器，在该旋转变压器，三相磁路并不相同，磁化电流不平衡。在电力系统中变压器的励磁电流的不平衡是可以忽略的，而在介绍旋转变压器励磁电流显著不平衡的气隙磁阻。此后，使用等效磁路的旋转变压器，变压器的尺寸被选择这样一个平衡的三相旋转变压器达到。
图3涡流障碍
a一个RL的环形定子和转子叠片间隙涡流屏障
b没有任何差距B定子和转子的磁性支架
3建模与分析
3.1建模
旋转变压器包括固定和旋转部分的三个线圈（图2）。磁链方程可以表示为（1），其中子矩阵L1和L4与定子和转子线圈电感和子矩阵的L2和L3与负责之间的相互耦合的转子和定子线圈，给出了（2）。定子和转子线圈的漏感都包含在L1和L4，和记为LLR和LLS，分别。LMS / LMR是定子/转子回路的互感矩阵和s，R，A，B和C是负责定子、转子、相A、B和C，分别。多亏有RL部分均匀气隙、自感、互感与转子位置完全独立
假设无限铁渗透，L2，L3和LMR与LMS为（3），其中NS /橡胶定子/转子线圈匝数
定子和转子槽漏磁场的说明在图。4A和B.考虑定子和转子槽和使用安培定律的电流均匀分布，定子和转子槽漏磁通密度的产量（4）和（5），其中WS的宽度是定子和转子槽、高温超导、高温气冷堆是定子/转子槽深度和Y点的径向距离的定子/转子齿的鞋。这些变量在图2b所示
利用（4）和（5），转子和定子的线圈的漏感可以表述为（6）和（7），分别在气隙半径Rg
根据定子和转子绕组的方向在中间相（第二阶段），2种类型的三相旋转变压器实现（Ⅰ和Ⅱ）。这些变压器的等效磁路中给出的图。图5 5A和B，RRT和RST是转子磁阻和定子RL，RG是气隙磁阻，RLR和RLS的转子和定子漏磁阻和RS和RR代表转子磁阻和定子零件。假设铁件无限渗透，考虑RG4 = Rg1（等于横向气隙磁阻）和人参皂苷Rg3（平等中的空气间隙=不情愿），定子电感矩阵（LMS）I和II得到变压器的类型（8）和（9）。下标为旋转变压器类型
忽略边缘效应，RG1和RG2给出（10），其中G1和G2和WT1 / WT2是横向、气隙长度和宽度分别为RL的一部分。如图（8）和（9），图中的中间和侧相的不同的磁性条件。5A、B不等自互相电感和平衡机作为结果
图4漏磁
a定子槽
b转子槽
图5旋转变压器的等效磁路
a I型
b Ⅱ型
3.2相序列分析
由于所提出的三相电机是不平衡的，在这两种类型，机械等效磁路的相位序列分析是必要的，以更好地理解。此后，中间的空气间隙的横向气隙磁阻比率为X（X = RG2、RG1）。因此，可看出，变压器I型和II型的电感矩阵，在（8）和（9）出现（11）和（12），分别为
具有三相平衡电压在电机端子和忽略漏感、励磁电流表示为定子（13）
使用（13），每对定子磁化为x的值不同电流的振幅值说明。对于变压器的I型和II型6A和B，分别。对rg1vm /价值（vns2）作为图6的基极电流。的定子励磁为x的值不同电流相位图中示出了。对于变压器的I型和II型C和D，分别。在这两种类型的不平衡的条件清楚地看到在图6中的电流幅值和相位角。在x = 0.75的三相励磁电流的振幅在I型变压器是相同的；而在变压器II型，这种平等在相电流幅值不会发生。研究变压器不平衡状况，变换[ 19 ]用了磁化电流序列（14）
其中上标0 和minus;负责零、正、负的序列，分别。使用（13），计算图7所示是定子励磁电流的变压器类型对X的对称分量。再次，对rg1vm /价值（vns2）作为图7的基极电流。如图所示，在旋转变压器式我为x = 1 / 3，励磁电流的负序分量被完全抑制，而在旋转变压器II型，这是不可避免的。在变压器的励磁电流I型是独立于x的零序列，而在II型，它是零在x = 0.5。
图6幅（PU）（A，B）和相位角（°）（C，D）的磁化电流
a变压器一对x
b变压器二对x
c变压器一
d变压器二对x（x是Rg1和Rg2的比率）
图7对称分量的励磁变压器I型电流（A）和II（B）与x（x是Rg1和Rg2的比率）
在旋转变压器，如双馈感应电机的应用[ 10 ]，负序的电流会导致一些脉动转矩，而零序电流是不重要的，并没有贡献的发达的电磁转矩。此外，零序电流可以从线电流很容易被利用Delta;连接在定子或转子绕组
3.3平衡变压器
由于消除励磁变压器中的I型电流负序的可能性，这种类型进行以下研
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