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物理与光电学院
外文翻译
中文题目 传输线法计算双层频率选择表面外壳的屏蔽效能
外文题目 Transmission Line Approach to Calculate the
传输线法计算双层频率选择表面外壳的屏蔽效能
SureshKumar,T.R. Venkatesh,C. Salil,P. Subbarao,B.
摘 要
采用基于传输线理论的分析公式计算了具有双层频率选择表面（DLFSS）的金属外壳的屏蔽效能（SE）。 DLFSS层放置在后座的后面，包括希腊十字孔径阵列。 利用等效电路法和经验方法计算了希腊跨越FSS的阻抗。然后，计算了各种重要和极化的过程。计算结果与实测和数值模拟结果进行了比较。
关键词：孔径，双层频率选择表面（DLFSS），电磁屏蔽，外壳，希腊交叉FSS，屏蔽效能（SE）。
I.引言
SELECTIVE屏蔽罩设计用于在指定的无线信号频段提供高透射率，并在该频段外提供高屏蔽效能（SE）。对于选择性屏蔽，外壳的壁应为频率选择表面（FSS）。 FSS是印刷在电介质基板上的导电元件的周期性结构，或者是在一维或二维上在导电片上制成的孔。当点亮时，FSS表现出共振频率附近的总传输或总反射。FSS的空间滤波器状态（低通，高通，带通，带阻）取决于元件[1]的形状，用于设计带通屏蔽外壳。在[2]中，使用耶路撒冷交叉孔径FSS构建了尺寸为16 cmtimes;10 cmtimes;2.1 cm的带通屏蔽外壳（BPSE），用于现代便携式数字设备，允许2.4 GHz频段。在[3]中设计了一个带有双层FSS（DLFSS）和希腊交叉孔径的频率选择性屏蔽外壳，以获得15 GHz的带通响应。DLFSS放置在外壳的正面和背面，如图2所示。外壳的尺寸为30 cmtimes;9.5 cmtimes;26.5 cm，外壳高度谐振。为了找到具有FSS孔径阵列的BPSE的性能，SE使用测量的方法或EM求解器模拟[2]，[3]计算，这消耗更多时间。
先前已经使用了几种数值和分析方法来预测这种外壳的SE。与数值方法相比，分析方法提供了更快的计算SE的方法，例如传输线矩阵（TLM）[4]，矩量法（MoM）[5]和有限差分时域（FDTD）[6]。在[7]中，Robinson Et Al开发了一种基于传输线（TL）参数的纳米分子配方，以计算前面具有矩形孔的矩形外壳。的SE。矩形孔表示为两个短的共面TL，并且外壳被认为是短路的矩形波导。上述方法的局限性在于分析仅在外壳的第一共振下有效。上述公式已在[8]中进行了扩展，考虑到更高阶模式，斜入射和偏振，以评估多边形矩形外壳的SE，考虑到更高阶模式，斜入射和偏振。此外，已经完成了几项工作[9] - [11]来计算具有矩形孔的外壳的SE。 在[12]中，已经计算出具有圆形和方形孔径阵列的外壳的SE。 但到目前为止，TL方法尚未应用于计算具有FSS孔径阵列的外壳的SE。
在这篇文章中，将使用TL方法[8]计算具有FSS [3]的外壳的SE。 通过用希腊交叉孔径阵列的阻抗代替矩形孔径阵列的阻抗，[8]进一步扩展到考虑具有双层希腊交叉FSS的矩形腔。为了计算希腊交叉FSS的阻抗， 本函中使用了等效电路和经验方法。在[13]中，等效电路方法已用于计算耶路撒冷交叉FSS的阻抗，该方法在此文章中进行了修改，以计算希腊交叉FSS层的阻抗。在[14]中，已经开发了一个经验公式从希腊交叉FSS共振波长来计算其阻抗。FSS共振波长随其周期性，元件宽度，元件之间的间隙以及入射和极化而变化。但[14]中提出的经验共振长度方程并未将入射角和偏振角视为自变量。因此，在这封信中，开发了一个经验公式通过元件宽度，元件间隙以及波入射和偏振角的共振波长来计算FSS元件周期性。使用上述两种方法计算的希腊交叉FSS的阻抗已应用于基于TL的分析方法[8]，以计算希腊交叉DLFSS的SE。将计算的SE与测量和数值模拟结果进行比较。
图1.（a）具有希腊十字孔径的FSS（p = 1.25cm，g = 0.25cm，w = 0.2cm）。 （b）希腊交叉贴片阵列及其（c）等效电路。
图2. DLFSS外壳[a = 30cm，b = 9.5cm，d = 26.5cm，d1 = 0.75cm，d2 = 25cm，p1 = 0.745cm，p2 = 12.5cm] （上）和它的TL等价物（下）。
II. FSS与希腊交叉路径的阻抗
A.等效电路法
在外壳的前侧和后侧放置的希腊交叉FSS具有周期性p，元件宽度w以及元件之间的间隙g，如图1（a）所示。修改在[13]中开发的耶路撒冷交叉贴片阵列的等效电路模型以得到希腊交叉贴片阵列的阻抗，如图1（b）所示。对于导电窄带阵列，并联阻抗可以是电感性的也可以是电容性的，这取决于入射波是平行还是垂直极化[15]。假设垂直极化波正常入射在希腊交叉FSS上。当交叉长度（p-g）等于/ 2时，希腊交叉FSS以频率（）谐振。图1（c）描绘了希腊交叉FSS的等效电路，其中L1对应于偶极子的电感长度（p-g）和宽度w。 C1对应于垂直偶极子的端部之间的电容。 C2是间隔（p-w）的水平偶极子之间的电容。
由于长度偶极子（p-g），归一化为自由空间阻抗的L1的感抗由[13]给出为
其中alpha;= sin（pi;w/ 2p），phi;是波入射角，并且
C1是从串联谐振电路方程推导出的，假设偶极子在处谐振，当/ 2 =（p-g）时
电容C2的电纳BC2由下式计算
根据Babinet的原理[1]，偶极孔阵列和偶极子阵列彼此互补。因此，希腊交叉偶极子孔径阵列的阻抗等于希腊交叉偶极子阵列的导纳.希腊交叉偶极子孔径阵列的阻抗是
用于计算阻抗的等效电路方法对波长lambda;和入射角phi;[15]有效。
其中p是FSS元素的周期。由于等效电路方法是标量公式，它仅适用于TE / TM极化。
B.经验方法
本文中提出了一种经验方法，以克服上述等效电路方法的局限性。 该经验方法可用于计算具有任何元件形状的FSS的阻抗，这不需要深入了解FSS的谐振行为。 对于图1（a）所示的希腊交叉FSS孔径阵列，在[14]中为FSS元件的谐振长度（）开发了经验公式
其中p，g和w分别是FSS元素的周期，元件之间的间隙和偶极子的宽度。但这个方程不包括入射phi;和偏振psi;角，它们会影响共振波长。在这封信中，对于不同的p，g，w，phi;，psi;值，使用CST Microwave Studio对几个希腊交叉FSS单位单元进行建模，并且对于每次模拟，观察到共振波长。然后，使用LAB Fit [16]曲线拟合工具生成经验共振波长方程，其中p，g，w，phi;，psi;作为自变量
为正常入射（phi;= 0°）开发了一个单独的经验公式（9），因为FSS的共振频率与正常重合的极化角度没有显着变化。这个感应的跨越滤波器的阻抗是
其中lambda;是自由空间波长。 A1和a1分别是金属损耗参数和带宽参数。 在[14]中确定了相应的参数值，通过最小二乘法，a1 = 0.0001和A1 = 0.1。
III.用于计算SE的TL方法
使用Robinson等人开发的TL等效值计算外壳中心P2处的电压。 [7]，如图2所示。这里，辐射源由表示，具有自由空间阻抗，并且外壳由具有特征阻抗和传播常数的矩形波导表示。使用等效电路和经验方法在前一节中计算了具有希腊交叉孔径的四个FSS层的阻抗。首先，计算在长度的前体积处的点处的电压，然后耦合到第二卷的长度d2。
通过将其与Shim等人提出的极化，入射和TE / TM模式因子相乘，在电压中包括偏振，倾斜入射和模式。[8]。 根据电压，计算外壳的SE。
IV。 结果和讨论
通过使用厚度为0.15mm的铜板制造DLFSS外壳，其中蚀刻希腊十字孔。 图1（a）描绘了单层FSS的细节，图2显示了DLFSS的尺寸。 如图3所示，使用双脊喇叭向外壳施加电磁波。外壳内的场是使用长度为1.77厘米，直径为2.25毫米的单极天线插入外壳的顶板上，谐振在 4.25 GHz。 为了在没有外壳的情况下测量辐射，将单极天线插入接地板中，并进行测量。 此外，使用CST Microstripes（全波TLM求解器）进行了数值模拟。
图4.正常发生率的SE; 水平/垂直极化（phi;= 0°，psi;= 0°和90°，theta;= 90°）（测量，计算和模拟）。
图5.倾斜入射和偏振的SE（phi;= 30°，psi;= 30°，theta;= 90°）（测量，计算和模拟）。
当波在FSS外壳上正常入射（phi;= 0°）时，对于极化角psi;= 0°和psi;= 90°，SE是相同的，如图4所示，因为希腊十字是对称的 在旋转90°。 使用TL方法计算的SE与测量结果和模拟结果相匹配，如图4所示。在15 GHz附近，观察到带通行为。 由于测量限制和外壳制造出现误差，CST模拟和测量结果不完全匹配。在CST模拟中，平面波被用作激发源，而在测量中，使用距离外壳1米距离的双脊喇叭天线，这不是平面波源。 由于计算FSS层阻抗的近似值，分析方法计算出比测量结果更高的屏蔽。 在基于TL的分析方法中观察到的峰（经验和等效电路阻抗）对应于引入的波导的模型。当计算FSS层的阻抗时，不考虑层之间的耦合。因此，计算的SE偏离腔谐振频率点处的测量结果。 图5显示了斜入射（phi;= 30°）和偏振角（psi;= 30°）的入射波的SE。由于必须满足条件，等效电路法在15.5 GHz时有效，phi;= 30°。 （7）。对于p = 1.25cm的周期性，等效电路法不适用于phi;gt; 30°，这从图5中可以看出。
图6.倾斜入射和偏振的SE（phi;= 60°，psi;= 0°，theta;= 90°）（测量，计算和模拟）。
图7.倾斜入射和偏振的SE（phi;= 60°，psi;= 60°，theta;= 90°）（测量，计算和模拟）。
共振频率受FSS元件的周期性，入射角和偏振角的影响。 早期光栅随着入射角的增加而向下推动基频共振[1]。 光栅波瓣取决于入射角phi;和FSS元件的周期性p。 早期光栅与频率关系
其中m = 1,2，...，和c是电磁波的速度。当信号以一个倾斜的角度到达周期性分离的导电条形的FSS时，每个条带之间的投影分离（有效分离）将减少[17]。因此，使用TL方法经验阻抗计算的谐振频率随着入射角的增加而减小，如图4-7所示， 进一步降低周期性将确保稳定的谐振频率[1]。 随着偏振角的变化，元件中感应的电流也会变化，这会影响谐振频率，如图6和图7所示。 当FSS层级联时，已经获得了宽通带[1]，如图5-7的测量和CST模拟结果所示。 如果一阶FSS表面与四分之一波长间隔级联，则可以设计具有窄通带的更高阶滤波器。 在这篇文章中，由于没有考虑FSS层之间的耦合，与测量结果相比，经验方法计算窄通带。
V. 结论
使用TL方法计算具有双层FSS孔径阵列的外壳的SE，用于倾斜入射和偏振角，具有较少的计算机资源和时间。 为了计算，CST求解器需要138分钟的CPU时间和650 MB的RAM，而TL分析方法需要在IntelCorei3 2.4GHz，4-GBRAM计算机上使用8s和150M B. 对于FSS表面的表面阻抗不可用的频率选择性外壳，可以使用经验方法来计算外壳的阻抗和SE。
参考
[1] B.A.Munk,FrequencySelectiveSurfaces:TheoryandDesign.NewYork, NY, USA: Wiley, 2000, chs. 1 and 2.
[2] C.-N. Chiu, C.-H. Kuo, and M.-S. Lin,“Bandpass shielding enclosure design using Multipole-slot arrays for modern portable digital device,” IEEE Trans. Electromagn. Compat., vol. 50, no. 4, pp. 895–904, Nov. 2008.
[3] T. R. SureshKumar and C. Venkatesh, “Applicati
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资料编号：[19485]，资料为PDF文档或Word文档，PDF文档可免费转换为Word
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