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多频超声测距的方法
Ricardo Queiroacute;s , Francisco Correcirc;a Alegria, Pedro Silva Gir, Antoacute;nio Cruz Serra
Instituto de Telecomunicaes/Instituto Superior Teacute;cnico, University of Lisbon, Portugal
本文提出了一种基于超声波测距方法的互相关两个多频信号。刺激信号是由多个正弦波脉冲段,每个包含一个不同的频率和周期的整数。每个正弦波的频率破裂不同于邻近的破裂,但它是非常接近传感器的共振频率的飞行时间(TOF)被发现的最大互相关估计。使用插值提高测量分辨率，相对应的实验误差两个标准差1米范围,小于0.3毫米。
2015年爱思唯尔帐面价值保留所有权利。
关键词:超声波测距 飞行时间 互相关
1.介绍
现在距离信息的许多基础的应用。例如，在停车辅助系统，厚度测量，液位测量，助盲人[1]，成像[2]，探伤检测和测距，面分析[3]，地图建设和对象检测[4，5]，本地化[6]和识别[7]。
许多测距技术是基于飞行时间(TOF),即时间一波传播从发射机到接收机。用波的传播时间估计到目标的距离的想法，先放电磁波实践和之前看到的大发展和第二次世界大战期间，RADAR（无线电探测和测距）被创造出来。[5] 。本文提出了一种估计到使用同一目标的距离的方法基本的想法，但用超声波来代替实现它，被称为“超声波测距”。这已经导致一种不同的应用程序。而雷达主要用来确定的远的距离，角速度和方向（许多千米）车辆像飞机，船只和航天器，超声波测距集中在更短的距离（从几米至微米）和非常不同的应用从里面的金属对人体组织成像探伤。
超声学允许有成本效益的和健壮的解决方案的距离(d)测量在空气中。许多技术已经用于超声波测距，他们中的大多数是基于飞行时间(TOF)。另一种常见的技术是基于相移Dh之间发送和接收信号。注意,相移技术基本上是一个飞行时间技术限制在一个波长k,Dd。然而,由于它处理连续波,它不是指定为TOF技术。一个波长的限制是它的主要缺点,因为更大的距离我们有歧义。这是因为一个相移测量Dh不对应于一个独特的距离,如图1中所示。在这个例子中,距离被测量由3k Dd,但相同的相移测量的距离是Dd; k Dd ，2k Dd。测量距离大于一个波长移相技术,应在距离确定波长的整数测量[8]。
最大可测量的距离没有歧义与相移方法是9毫米为系统操作40 kHz。显然,这为最有趣的应用范围是非常小。另一方面TOF-based技术允许的测量距离大于一个波长的距离决定TOF和超声波的速度c,即，d=c·TOF通过配置的温度、相对湿度、二氧化碳含量、大气压力中扮演重要角色的决心在空气中超声波的速度。这些影响最大的因素是温度和湿度。一个近似公式超声波的速度在空气中是:c =20.06m / s,其中T是摄氏度。前面的公式只是出于演示目的,在本文中,我们使用了一个更好的评估由克莱默[9]。
图1所示。的距离来衡量d可以表示为一个整数的数量波长和波长的小数部分。在这个例子中d=3 Delta;d。
TOF测量的常用方法是阈值技术[10]。它主要在于确定接收到的信号的时间超过了,第一次,一个预设阈值水平中间平面的图2所示。阈值水平应设置远高于噪音水平,以避免错误的检测。因此,这种方法是有限的,如果信噪比(信噪比)很低。请注意,距离越大测量信噪比越低。因此,可测量的范围是有限的。此外,接收到的信号的时间穿过阈值水平取决于接收信号的振幅。更强的接收信号将交叉阈值水平比变弱。这导致TOF测量的不确定性。当前压电超声换能器有低带宽导致相关信号相对较长的上升次了。这导致测量误差,因为接收信号达到阈值水平一段时间后开始[10 - 12]。因此,由此产生的测距将大于实际的距离。这个错误可以纠正如果添加延迟常数。然而,这并不是真正的情况下,接收信号的幅度取决于目标的位置、大小、形状和方向。
图2所示。实验的例子阈值(中间)和互相关(底部)技术获取飞行时间(TOF)发射机和接收机之间的物理距离100 mm(TOF = 0.29 ms)。
更好的数字信号处理技术对TOF估计是互相关[13],也称为匹配滤波器。在这里,(如传播。正弦波破裂)和接收信号地阐述确定的时间延迟(TOF)两个信号是最相似的。TOF估计最大的相关结果。在理想的情况下,对于一个给定的延迟s,thecross-correlation将从t - s和不同。对于这样的情况，它需要一个刺激信号正交的任何副本的时间转移的时间。只有白色的随机噪音会有这样完美的自相关特性。它的带宽将是无限的，没有信噪比改善可以实现过滤。在实践中，一个信号与一个狭窄的自相关搜索峰值。信号的一个例子过程如图2所示。在这里，传输信号的TTHORN;是40 kHz正弦波脉冲与时间（TD）5期，可以表示为：
我们可以看到,我们不是理想的情况下接收信号是一个时移,amplitude-scaled版本的传输信号。如果是这样的话,互相关的结果将[14]:
从(2)可以得出这样的结论:sinosoidal叶间距为1 = f和旁瓣的最高幅度给出。因此,正弦波周期的数量越高,越接近最高旁瓣的振幅将为1。
在实践中,接收到的信号系统的过滤效果的结果。因此,估计TOF,在这种情况下,将高于真实TOF应该使用和校准。尽管如此,互相关技术非常受噪音。
可以获得很多好处适当的刺激信号的选择和一个适当的数字信号处理技术。然而,刺激信号的选择是有限的带宽(窄)目前的超声波换能器。它将有利于应用信号发射机的高能源和低带宽(如。正弦波),没有模棱两可的问题。振幅调制已经使用[15]来实现。在[15],载波信号,在换能器的共振频率,由不同低频调制信号调制。为每个调制相移,之间的频率,测量信封发送和接收。最大范围和分辨率取决于数量和价值的调制频率。一个限制是,信号传输顺序,增加净时间获得距离测量。同时,校准调制频率,在一个特定的距离,必须赔偿执行初始的随机相移调制频率的数量。另一方面,调频通常应用在大多数现代雷达系统[16]。最简单的方法是线性调制(啁啾),在脉冲持续时间(即频率线性增加。f = kt,k是一个常数)。加强啾啾也一直在使用[17]。基本上,不同频率的信号由几种啁啾脉冲和干预沉默的时刻或几个的恒定频率(即爆发。,频率)。规则选择脉冲的频率也被建议[18]。注意,如果一个啁啾被应用,超声压电换能器的带宽很窄很限制其最小和最大频率之间的差距。因此,它将导致一个情境,刺激信号将接近正弦波,因此导致糟糕的结果。
另一方面,调频通常应用在大多数现代雷达系统[16]。最简单的方法是线性调制(啁啾),在脉冲持续时间(即频率线性增加。f = kt,k是一个常数)。加强啾啾也一直在使用[17]。基本上,不同频率的信号由几种啁啾脉冲和干预沉默的时刻或几个的恒定频率(即爆发。,频率)。规则选择脉冲的频率也被建议[18]。注意,如果一个啁啾被应用,超声压电换能器的带宽很窄很限制其最小和最大频率之间的差距。因此,它将导致一个情境,刺激信号将接近正弦波,因此导致糟糕的结果。
2.方法的描述
提出了一种机载超声波测距方法基于多频的互相关(即。,频率),发送和接收信号。获得了飞行时间的最大互相关的结果。样条插值是用来减少不确定性。该方法的基本观点反映在图3。
图3所示。原理图代表发送和接收信号,以及他们的互相关估计飞行时间。重复周期序列(SRP)也显示。
而不是发送脉冲,就像在许多雷达和超声波系统,提出刺激信号不断传播。它由多个正弦波脉冲/段,每个包含一个不同的频率和一个整数的数量期。每个正弦波的频率是不同的相邻的爆发,但它非常靠近换能器共振频率。这样做是为了减少系统的过滤效果。每个正弦波破裂sn可以被定义为:
在n爆发的频率等于:
因此,提出完整的刺激信号,由N破裂,是由:
请注意,两个脉冲之间的互相关n和m是由[14]:
当n = m,(6)成为(2)与f = f(n =调频。因此,理想的传播和接收信号之间的互相关互关联的总和所有可能对破裂导致[14]:
如前所述,相邻脉冲的频率之间的区别(Df)应该小。因此,正弦波周期的数量在每个破裂应提高相关性高的结果。还要注意,破裂的数量和相应的数量确定最大时期明确的范围。换句话说,由于脉冲序列的重复一段时间后,它被指定为序列重复周期(SRP),估计应该在这个时间的TOF避免歧义。因此,如果TOF长于SRP,测量距离将低于实际的距离。通过配置,可以确定最高范围明确的距离(8):
我们在频域进行互相关受益于快速傅里叶变换(FFT)的效率。基本上,我们确定的FFT信号发送和接收,用他们的光谱,然后执行的逆FFT获得时域相关信号。还要注意,互相关的结果的信噪比的改善时间带宽积成正比(TB)的传输信号。这个产品,称为“匹配滤波器增益”,方法1为一个简单的脉冲。增加引用时间带宽积的方法之一是增加信号的带宽。然而,达到这个目的的最常见的方法是使用频率调制信号[16]。还要注意,因为爆发非常短,反映由于多路径到达接收机时将直接信号从不同的破裂。因此将正交(不同频率正弦波),导致小扰动交叉相关性。其效果相当于附加白噪声。
主要步骤是获得距离估计列于图4.
图4所示,总结的过程获得距离测量方法。
3.仿真结果
3.1破裂的数量和时间的影响
传输信号的脉冲数量的影响在互相关的结果分析。我们模拟了理想(没有传感器的过滤效果,考虑理想的ADC和忽视衰减)发送和接收信号与3、5和7。每个信号的频率是39.9 - -40.1,
39.8 - -40.2,39.7 - -40.3 kHz,分别一步是100赫兹频率。图5中我们可以看到,一个尖锐的相关结果和增加数量的旁瓣得到当破裂的数量增加。注意,时间分辨率的数量增加而破裂,但信号时间也是如此。还观察到,在所有情况下,一个好的主峰旁瓣比。如果这个比例很低,错误检测的可能性会更高。
图5所示。影响脉冲的数量/段之后,互相关的结果。破裂的数量越高,锋利的主要峰值相关的结果。
3.2。脉冲的频率的影响
为了阐明脉冲的频率的影响在互相关的结果我们准备了几个仿真例子。用于解释是很有帮助的表达(7)两项的总和:第一个“a”的求和,n = m和第二个“b”剩下的两倍
求和(n ne;m),即:
图6所示。术语“a”的互相关(实线)产生的信号由3迸出一个常数1毫秒时间和频率10 kHz,40 kHz和70千赫。虚线代表信封(三角帽)。
让我们假设一个信号由3迸出一个常数1毫秒时间和频率10 kHz,40 kHz和70千赫。因此,从我们得到图6(10)。另一方面,另一项是几乎为零,也就是说,从(11)我们得到图7。因此,
从(6)我们可以得出结论,当脉冲的频率远,术语“b”互相关的可以忽略不计,因此互相关的结果将由从在术语“a”。然而,这个近似只是有用的情况下(ex.radar)可以并试图有高信号带宽,导致高信噪比[14]。
图7所示。术语“b”的互相关(实线)产生的信号由3迸出一个常数1毫秒时间和频率10 kHz,40 kHz和70千赫。
在我们的例子中,如前所述,当前压电换能器的窄带宽的力量爆发的频率接近对方。时是这样,“b”一词不再可以被忽视。出于演示目的,我们现在考虑一个信号由3迸出一个常数1女士和持续时间频率10 kHz,10.1 kHz和10.2 kHz。互相关的结果将会和“a”、“b”,导致图8所示。请注意,现在,旁瓣的衰减比更高的带宽信号时使用(图6)。
互相关的结果可以提高,即使是低带宽信号,如果选择脉冲的频率,满足正交性条件。即两个脉冲频率的产品区别Df的破裂时间Td是整数数字[19]:
验证条件前面的示例(图8),我们得到Df = 0:1 kHz和Td = 1女士自产品(0.1)不是一个整数,条件不满足。举例来说,如果我们使用了10 kHz,11 kHz和12 kHz,将满足条件(Df times;Td = 1)和互相关的结果将是改善,如图9所示。模拟假设一个常数振幅接收信号。然而,在实践中,这并非如此。系统(发射机、接收机和空气)像一个窄带带通滤波器。因此,系统的响应应用多频信号,振幅和相位,为每个频率是不同的。换句话说,应用恒幅多频信号发射机,导致传输信号的时移和amplitude-scaled版本。多频信号传输和接收的一个实验例子是图10所示。
图8所示。互相关(实线)产生的信号由3破裂与一个常数1毫秒时间和频率10 kHz,10.1 kHz
10.2 kHz。虚线代表信封(约三角帽)。
图9所示。互相关(实线)产生的信号由3破裂与一个常数1毫秒时间和频率10 kHz,11 kHz and12 kHz,从而满足正交性条件,导致一个更好的结果。
图10所示,实验的例子多频发送和接收信号。传输信号包含三个脉冲的频率39.6 kHz,40.2 kHz,分别和39.9 kHz。
接收信号的包络线会影响相关的结果,因此,TOF。因此,应该小心在选择脉冲的频率。一方面,内部的频率跨度应该足够宽(换能器带宽)改善旁瓣衰减。另一方面,传感器的频率响应应该考虑为了保持接收信号的包络线相对稳定。
3.3 互相关插值
样条插值是用来获得一个TOF分辨率比一个采样周期。在这里,互相关的主要峰值振幅和周围的山峰非常相似,由于小的区别脉冲的频率。主要的峰面积的时
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